Моделирование импульсных источников, Micro-Cap, OrCad, SwithcCad - попробуем объять необъятное Опции

[AML]

Обсуждаемые вопросы переросли рамки данной темы, и поскольку уважаемый AML сделал интересное бескорысное предложение, предлагаю глубоко уважаемому AML создать в этой ветке тему типа "моделирование импульсных источников в MicroCap". Попутно всем заинтересованным подумать о создании (и структуре) опросника по применяемым деталям и материалам в источниках питания, соотнесенных с их параметрами (мощность, входное и выходное напряжения, токи). С наскоку у меня логически выстроенная структура не получилась (да и опыта создания опросника на форуме нет).

Вполне дельное предложение. Поэтому создаю указанную тему. Может из этого что-нибудь путное да выйдет...

Немного о целях. Я хочу попытаться промоделировать наиболее характерные режимы работы преобразователей напряжения, чтобы продемонстрировать преимущества и недостатки тех или иных топологий преобразователей, а также влияние на процессы в преобразователях паразитных параметров компонентов и методы борьбы с ними. Не знаю, насколько посильная эта задача, но попытаться можно. Надеюсь, что уважаемое сообщество тоже примет в этом процессе посильное участие, поскольку очевидно, что в одиночку я не справлюсь по ряду объективных и субъективных причин. Главная проблема – последний раз я держал в руках паяльник и щуп осциллографа в далеком 1995 году. И с тех пор моя работа ни прямо, ни косвенно не связана не только с преобразовательной техникой, но и с электроникой вообще. В настоящее время я журналист в газете областной администрации. Пишу это к тому, чтобы не было недопонимания – за 12 лет очевидно, что я существенно утратил квалификацию и главное – не могу на практике проверить достоверность результатов, получаемых при моделировании.

Зачем мне все это надо – вразумительно объяснить не могу. Будем считать, что это хобби, замешанное на ностальгии по былым временам. Плюс жалко, что весьма неплохое образование и кандидатская степень, полученные мною в области преобразовательной техники, оказались невостребованными. Я попал в тот «демогфический провал» выпускников начала 90-х, который хорошо виден на возрастной диаграмме участников этого форума (в разделе «опросы»).

Если совместными усилиям в этой ветке появятся демонстрация основных проблем и подводных камней проектирования преобразователей напряжения в моделях для симулятора, то, думаю, это будет неплохое подспорье новичкам. А поскольку это для меня хобби – я вполне могу позволить себе тратить на это время и силы. Правда, очевидно, что все это будет проистекать очень небыстро, поскольку иногда еще и работать надо.

На этом лирическое отступление считаю законченным.



Итак, по теме. Поскольку от уважаемого gyratorа прозвучало предложение сравнивать все на модельках, а уважаемый Прохожий сформулировал преимущества и недостаки флайбека при работе в режиме непрерывных и прерывистых токов, с этого и начнем. (предыстория здесь - http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=39519)

По моему скромному мнению, наиболее предпочтительным будет прерывистый режим, а еще лучше - его предельный случай критический режим, когда следующий цикл начинается сразу после закрывания выходного диода. Поясню свою позицию.
В непрерывном режиме:
1. При достаточно больших выходных напряжениях, обратное напряжение, приложенное к выходному диоду, вызывает ничем неограниченый обратный ток восстановления. Для этих токов времена восстановления, как правило, не оговариваются. Это явление хорошо известно из литературы в виде всплеска тока силового ключа при его открывании. Все это дело сопровождается "звоном", растянутым на время, значительно превышающее время обратного восстановления силового диода.
Попытка борьбы с этим явлением в виде ферритовых "бусинок", одеваемых на выводы диодов или силовых транзисторов, а так же всякого рода снабберы на диодах или силовых ключах однозначно приводят к потере КПД.
2. Помехи на частоте коммутации, особенно после открывания силового ключа, полностью подавить, как правило, не удается.
3. Управление flyback преобразователем более сложное по сравнению с квазирезонансным вариантом, опять же в связи с помехами.
4. Наличие динамических потерь при открывании силового транзистора.

Классические недостатки прерывистого режима:
1. Большие, по сравнению с непрерывным режимом, действующие значения токов.
2. Как следствие больший ток при закрывании силового транзистора.
3. Большие пульсации тока на выходном конденсаторе, что приводит к его удорожанию.
4. Большие изменения индукции сердечника трансформатора, практически от нуля и до максимума, что критично для потерь в сердечнике.

Резюме. Лучше выбирать прерывистый режим, а еще лучше - критический, поскольку в современных условиях транзистор с меньшим сопротивлением канала стоит столько же, что и с большим. Материалы для сердечников нинче обладают очень малыми потерями и хорошо переносят большие приращения индукции.
Согласен, что мое мнение достаточно спорно, поэтому ожидаю конструктивную критику со стороны уважаемого сообщества

Завтра я постараюсь выложить модельки, иллюстрирующие вышесказанное, а пока о методике сравнения.

Несмотря на мое скептическое отношение к комплексному сравнению схем на основе результатов моделирования, сравнение отдельных характеристик и демонстрацию особенностей считаю вполне возможной и весьма полезной в связи с этим хотел бы попросить совета по поводу методики такого сравнения.

Я считаю целесообразным проводить сравнение при трех значениях входного напряжения - 9 В, 24 В и 308 В, четырех значениях выходного напряжения - 5В, 12В, 60В, 300В, четырех значениях мощности 5Вт, 20Вт, 60Вт, 300Вт и трех значениях частоты – 100кГц, 250кГц, 500 кГц. Думаю, при этом можно будет говорить о тенденциях.
Такой сравнительный анализ на идеализированной модели вряд ли представляет практический интерес. Поэтому при расчетах нужно использовать модели реально существующих компонентов. И вот в этом месте мне нужна помощь – я не знаю современную элементную базу. Поэтому буду весьма признателен специалистам за помощь в выборе наиболее типично применяющегося в для каждого из рассмотренных вариантов силового транзистора и выпрямительного диода (синхронное выпрямление пока не рассматриваю).
Хотя бы по некоторым случаям:
Вар. 1. Вх. 9В, вых. 5В, f=250кГц, P=20Вт
Вар. 2. Вх. 9В, вых. 300В, f=250кГц, P=20Вт
Вар. 3. Вх. 24в вых. 5В, f=250кГц, P=60Вт
Вар. 4. Вх. 24в вых. 5В, f=100кГц, P=300Вт
Вар. 5. Вх. 24в вых. 300В, f=100кГц, P=300Вт
Вар. 6. Вх. 300в вых. 5В, f=100кГц, P=60Вт
Вар. 7. Вх. 300в вых. 12В, f=100кГц, P=60Вт
Вар. 8. Вх. 300в вых. 60В, f=100кГц, P=300Вт

Кроме того, буду признателен за любые предложения как по методике, так и по реализуемым вариантам.

[AML]

Да простят меня те, кто хорошо знает Micro-Cap за несколько вводных слов для новичков.
Схемы преобразователей достаточно сложны для моделирования по той причине, что в схеме присутствуют процессы с постоянными времени, отличающимися в тысячи раз. Например, коммутационные процессы в ключах могут располагаться в наносекундном диапазоне, а установление стационарного состояния (установление выходного напряжения) может составлять доли секунды. Расчет выхода на режим преобразователя при включении может занимать достаточно много времени. Поэтому для рассмотрения процессов в схеме приходится применять некоторые приемы специальные приемы.

Во-первых, для обеспечения процессов сходимости расчета нужно скорректировать Global Settings (вызываются пиктограммой G на рабочей панели Микрокапа). Иначе весьма вероятно появление сообщения «матрица сингулярна» и остановка расчета. В восьмой и девятой версиях в установках Global Settings есть специальная заготовка – кнопка Power Default, которая меняет некоторые параметры на более оптимальные для расчета именно силовых схем. Но иногда и этого оказывается недостаточно, тогда требования к точности расчета приходится заглублять еще больше. В соседнем топике уважаемый gyrator приводил возможный вариант установки Global Settings для расчета сложных силовых схем. От себя добавлю, что эти установки можно внедрять непосредственно в свой схемный файл. Тогда MicroCap будет использовать установки, записанные в файле, а для остальных файлов будет использовать стандартные. Для этого в текстовую область схемы или прямо на схему надо добавить следующее определение (параметры от gyratorа):
.OPTIONS ACCT LIST OPTS ABSTOL=11uA CHGTOL=11nC DEFL=100u DEFW=100u DIGDRVF=2
+ DIGDRVZ=20K DIGERRDEFAULT=20 DIGERRLIMIT=0 DIGFREQ=10GHz DIGINITSTATE=0
+ DIGIOLVL=2 DIGMNTYMX=2 DIGMNTYSCALE=0.4 DIGOVRDRV=3 DIGTYMXSCALE=1.6 GMIN=1n
+ ITL1=2000 ITL2=500 ITL4=1000 PIVREL=1m PIVTOL=.1p RELTOL=10m SD=2.58 SEED=0
+ TEMP=27 TNOM=27 TRTOL=7 VNTOL=1m WIDTH=80 PRIVATEANALOG PERFORM_M=2 RMIN=1u
+ R_NODE_GND=1e6 LTHRESH=1.5 LONE=3.5 LZERO=.3 METHOD=GEAR
Его можно просто скопировать отсюда и вставить в схему.

Во-вторых, часто бывает нужно посмотреть процессы в ключевых элементах в установившемся режиме. Это делается в два этапа – сначала проводится расчет выхода на режим, в ходе которого происходит установление медленных переходных процессов в схеме, обусловленных реактивностями фильтров и работой обратной связи. А когда эти процессы завершатся (выходное напряжение перестанет меняться во времени) можно будет изменить масштаб расчета и вывести на графики 1-2 такта работы ключевых компонентов или же подробно посмотреть процессы переключения (фронты). Во всех расчетах нужно отключать расчет рабочей точки по постоянному току (Operating Point)

Реализовать изменения масштаба можно двумя способами.
Первый – поставить в установках параметров расчета переходных процессов State Variables режим Leave (а не Zero). При этом каждый последующий запуск анализа будет использовать в качестве начальных условий то, на чем завершился предыдущий. Т.е. если предыдущий анализ ( с большим временем расчета) вывел преобразователь в стационарный режим, то можно поставить время расчета, равное 1-2 периодам коммутации, еще раз запустить расчет и подробно рассмотреть процессы. Кроме того, при таком подробном рассмотрении целесообразно уменьшить максимальный шаг расчетов (задается в установках анализа) для повышения точности отображения процессов.
Режим Leave можно также использовать и для вывода преобразователя на установившейся режим, последовательно несколько раз запуская расчет, пока процессы не установятся.
Обращаю внимание, что предыдущие начальные условия сохраняются только если не закрывать окно анализа. Если закрыть окно анализа (например, для внесения изменений в схему), следующий расчет все равно начнется с нулевых начальных условий и расчет выхода на режим придется повторить. MC9 позволяет корректировать схему без закрытия окна анализа переходных процессов, а MC8 – нет.

Второй способ – сохранить переменные состояния установившегося режима в специальном файле. При последующем расчете эти данные будут использоваться в качестве начальных условий (кроме магнитного состояния сердечника). Этот способ удобен тем, что к анализу установившегося режима можно вернуться в любой момент, закрыв не только окно анализа, но и сам файл.
Для сохранения переменных состояния надо выполнить команду State Variables Editors (или F12), а затем Write… В окне задания параметров анализа в графе State Variables надо поставить Read.
Сохраненные начальные условия можно использовать только при отсутствии изменений в конфигурации схемы (добавления /убирания компонентов). Сами же параметры компонентов менять можно. Поэтому если есть желание посмотреть, что будет в схеме со снабером и без него, удалять снаббер нельзя, но можно поставить значение емкости равным нулю, а сопротивление – очень большим. В результате никакого влияния на работу схемы он не окажет, а сохраненные начальные условия использовать можно.

[AML]

Итак, попробуем промоделировать процессы с схеме флайбека в режиме непрерывных токов. Для начала будем использовать упрощенную модель. В ней коэффициент заполнения жестко задается генератором (обратная связь отсутствует). В качестве силового ключа используется идеализированный ключ с плавным переключением. Паразитные емкости полевого транзистора навешиваются отдельно. Диоды – обобщенная модель с умолчательными параметрами. Входное напряжение – 24 В, выходное – 5В, тактовая частота – 100 кГц, коэффициент заполнения близок к 0,5.
Схема без паразитных емкостей выглядит следующим образом.

Индуктивность рассеяния задана неявным образом через коэффициент связи обмоток сердечника K1. Выход на режим достаточно спокойный (без сильных колебаний). На верхнем графике ток силового ключа, на нижнем – выходное напряжение.

Если после проведения этого расчета сохранить в файле переменные состояния, то дальше можно проводить анализ процессов в установившемся режиме. Укрупнено процессы в ключе выглядят следующим образом.

На верхнем графике – ток (красным) и напряжение (синим) силового ключа. На нижнем графике – мгновенная мощность на ключе (розовым) и выделавшаяся в ключе тепловая энергия (зеленым). Собственно абсолютное значение этой энергии особого интереса не представляет (разве что конечное значение, по которому зная время расчета можно вычислить среднюю рассеиваемую мощность на ключе). Но этот график хорошо иллюстрирует, на каких участках работы ключа происходят потери энергии и при равном времени расчета позволяет оценить влияние параметров схемы на потери в ключе (как на статические, так и на динамические). Линейно нарастающие участки во время открытого состояния ключа обусловлены активными потерями, скачкообразные изменения по фронтам – динамическими потерями.
Фронты тока и напряжения при коммутации выглядят следующим образом


Сама модель в формате MC8 - в прикрепленном файле




Теперь попробуем ввести паразитные параметры – емкости ключа

При этом снизились динамические потери при включении, а при выключении - практически не изменились.

Суммарные потери уменьшились (как это ни странно). Формы фронтов при переключении получаются следующие

Остается добавить снаббер (RCD). Динамические потери в ключе при этом существенно снижаются и начинают превалировать статические потери.


Фронты имеют следующий вид

Красоту картинки омрачает лишь осознание того, что уменьшение потерь в ключе достигнуто ценой потерь в снаббере. Поэтому использование снаббера с пассивным рассеиванием энергии уменьшает коммутационные помехи, обеспечивает более легкий режим переключения транзистора, но не улучшает КПД (а чаще всего – ухудшает).

Прикрепленные файлы

 flyback_MC8.rar ( 2.09 килобайт ) Кол-во скачиваний: 447

 

[tyro]

Итак, попробуем промоделировать процессы с схеме флайбека в режиме непрерывных токов. Для начала будем использовать упрощенную модель.

Начинаю ее переваривать.

Если после проведения этого расчета сохранить в файле переменные состояния, то ...

Как это сделать практически?
Следующий шаг мне видится в рассмотрении поведения схемы в зависимости от параметров трансформатора (межвитковая емкость ...и любые другие известные бяки) ,сопротивление, индуктивность, емкость? силовых проводов от источника энергии и до нагрузки.
Далее попробовать реальные транзисторы - с p-n переходом и полевым.

Мне, лично, на данный момент времени, более интересно что-то на киловатт и чуть более, при входном напряжении =600 вольт, а выходном 100 - 120 вольт и 1вольт. Догадываюсь, что при такой мощности всякой бяки попрет намного больше. Но этот сиюминутный интерес никак не снижает интереса к выше изложенной Вами программы.
Если все получится, то Вам останется все собрать в кучку и издать новую книгу.

[AML]

Как это сделать практически?

Об этом я во "введении" писал, предвидя вопросы

Второй способ – сохранить переменные состояния установившегося режима в специальном файле. При последующем расчете эти данные будут использоваться в качестве начальных условий (кроме магнитного состояния сердечника). Этот способ удобен тем, что к анализу установившегося режима можно вернуться в любой момент, закрыв не только окно анализа, но и сам файл.
Для сохранения переменных состояния надо выполнить команду State Variables Editors (или F12), а затем Write… В окне задания параметров анализа в графе State Variables надо поставить Read.

Следующий шаг мне видится в рассмотрении поведения схемы в зависимости от параметров трансформатора (межвитковая емкость ...и любые другие известные бяки) ,

Не, это чуть попозже. Сначала сравнение с идеализировнной моделью в режиме разрывных токов. А потом - все остальное. Усложнять модель с учетом паразитных параметров в принципе можно еще долго. А потом если еще замкнутую систему сделать, ее непрерывную модель по методу усреднения в пространстве состояния с исследованием частотки то получится.... еще один диссер по типу того, что я в в начале 90-х писал (тоже с использованием Микрокапа)

[Прохожий]

Вполне дельное предложение. Поэтому создаю указанную тему. Может из этого что-нибудь путное да выйдет...

Я тоже за. Только одно но. Пусть будет несколько иное название темы - Моделирование импульсных источников. Я, лично, к своему стыду, слабо знаком с Microcap, зато сносно разбираюсь с OrCad-ом и SwithcCad, работал в Proteuse (моделировал свои схемки с микроконтроллерами).
Тем не менее, прошу принять меня в свои ряды. Может быть окажусь полезным, хотя бы на уровне представления моделей.

[AML]

Пусть будет несколько иное название темы - Моделирование импульсных источников.

Согласен, поправил.
С ходу вопрос - MicroCap может сохранять схемы в формате Spice. Стоит ли их прикреплять к сообщениям в дополнении к оригинальным? Или от них все равно толку не будет?
Для пробы выкладываю сему в формате Spice, моделирование которой производилось выше.

Прикрепленные файлы

 flyback_MC8_CKT.rar ( 831 байт ) Кол-во скачиваний: 298

 

[gyrator]

зато сносно разбираюсь с SwithcCad

SwCAD III специально заточен под ИВЭП и к тому же бесплатный, а "начинка" у него тоже Spiceовская.
Так что, ИМХО, с ним работает бОльшее кол-во философов, да и библиотека
моделей (с учетом папки EXTRA) у него весьма обширная. Поэтому
имеет смысл продублировать "микробулькины" модельки "свечкиными"
для большей доступности и, как Вы предлагаете, убрать из названия темы привязку к одному симулятору.

Сообщение отредактировал gyrator - Nov 25 2007, 20:12

[tyro]

SwCAD III специально заточен под ИВЭП и к тому же бесплатный, а "начинка" у него тоже Spiceовская.
Так что, ИМХО, с ним работает бОльшее кол-во философов, да и библиотека
моделей (с учетом папки EXTRA) у него весьма обширная.

А как прикрутить эту папку к SwCAD III?
А результаты моделирования разных симуляторов сравнить очень даже интересно, особенно если есть "металл", а не только модель.

[gyrator]

А как прикрутить эту папку к SwCAD III?

Из симулятора запросить обновление: Tools-->Sync Release и папка прикрутится.
А потом из нее "доставать" модельки в схему обычным образом.

Сообщение отредактировал gyrator - Nov 25 2007, 21:01

[tyro]

Из симулятора запросить обновление: Tools-->Sync Release и папка прикрутится.

А можно немного поподробней? Внутри папки Extra имеется папка lib, в ней две папки cmp и sym.
В cmp - четыре файла, в sym - еще одна папка extra. В ней много папок хороших и разных. Когда положил первую папку(общую для всех вложенных) Extra в директорию SWCadIII и выполнил обновление Tools-->Sync Release то получил ответ OK , но сами папки в меню выбора компонентов оказались пустыми. Где я ступил?
Где-то видел ссылку на инструкцию по установке, но сама инструкция в хранилище была удалена.

[gyrator]

А можно немного поподробней?

Я не работаю с этим симулятором, поэтому Вам лучше задать
свой вопрос здесь http://valvol.flyboard.ru/topic36.html
А может найдете и ответ, если почитаете всю ветку.
Самый продвинутый в SwCAD III, это Балбес.
Собственно, благодаря ему и появилась эта папка.

на уровне представления моделей.

Здесь http://mastercity.ru/vforum/showpost.php?p...postcount=10581
добротная моделька ПА (в SwCAD III) с комментом от Андрон55.
Думаю Вам будет интересно.

[Mc_off]

Суммарные потери уменьшились (как это ни странно). Формы фронтов при переключении получаются следующие

Мне кажется вы неверно измеряете ток ключа. От этого и "улучшение".

Ток ключа включает в себя и ток через паразитные емкости.

Измерительный резистор нужно включить в "сток" перед паразитными емкостями. Или все паразитные емкости свести не в узел "0", а в узел "7".

Тогда картинка станет реальнее.



Всетаки по методике.

Еще раз предлакаю обдумать такое предложение:

Если мы хотим сравнить режимы работы безотносительно их практической реализации, то нужно исключить все неотносящиеся к "режимам" схемотехнические и параметрические навороты.

Что я имею в виду:
Вот например использование снаббера. В некоторых условиях его использование неоправданно. Приведу пример: я разрабатывал БП с входным напряжением до 250В, выходным - 5В и нагрузкой до 4Вт. Применение снабера отнимало до 0.5Вт мощности, т.е. ухудшало КПД на 10% ! Выбросы на силовом ключе были не более 600В в самых худших условиях. Достаточно было выбрать более высоковольтный транзистор с незначительным ухудшением сопротивления канала...

Дело в том, что потери вне трансформатора можно оценить и даже относительно точно рассчитать имея на руках такие параметры, как:
средний ток ключа за период,
максимальное напряжение на ключе,
скорость переключения,
падение и ток через выпрямитель.

Исходя из этих же параметров принимается решение о применении снабберов, синхронных выпрямителей, драйверов ключа и пр. схемотехнических наворотов, призванных увеличить надежность схемы, снизить потери в каких-то местах, ценой увеличения в других...

Гораздо (для меня) сложнее с потерями в трансформаторе.
Возможно ли при моделировании провести оценку именно этих потерь в зависимости от режима работы преобразователья?

[AML]

Измерительный резистор нужно включить в "сток" перед паразитными емкостями. Или все паразитные емкости свести не в узел "0", а в узел "7".

Справедливое замечание. Правда, сомневаюсь, что при таком рабочем токе ключа токи перезаряда этих емкостей что-то кардинально изменят. Тем не менее, сейчас промоделирую и выложу результаты. В дальнейшем так и буду делать.

Если мы хотим сравнить режимы работы безотносительно их практической реализации, то нужно исключить все неотносящиеся к "режимам" схемотехнические и параметрические навороты.

Я считаю, нужно и то, и другое. Думаю, невредно будет посмотреть как основные хараетеристики используемой топологии, так и влияние "наворотов"

Возможно ли при моделировании провести оценку именно этих потерь в зависимости от режима работы преобразователья?

Я считаю это нереальным (по крайней мере средствами MicroCap), Потери в сердечнике имеющаяся в наличии модель считает принрципиально неточно (погрешность - сотни процентов). Активное сопротивление обмоток моделируется обыкновенным резистором. Влияние конктруктивных особенностей и эффектов вытеснения и близости - не учитывается. Соответственно, промоделировать более-менее реальные потери в обмотках нельзя.
Именно по этой причине я и считаю, что комплексное сравнение топологий и режимов с далеко идущими выводами на основе исключительно моделирования - пока не реально. По крайней мере, я это сделать не могу. Об этом я уже писал в топике, от которого отпочковался этот.

[wim]

Влияние конктруктивных особенностей и эффектов вытеснения и близости - не учитывается. Соответственно, промоделировать более-менее реальные потери в обмотках нельзя.

Конструктивные особенности можно учесть в модели. Вот, например, статья на эту тему:
http://ece-www.colorado.edu/~rwe/papers/PESC98.pdf
Проблема в том, что для этого нужен готовый трансформатор (чтоб было чего мерять).
Сейчас, судя по немногим доступным публикациям в IEEE, буржуины используют трёхмерное моделирование эффектов вытеснения и близости и полученное в результате эффективное значение сопротивления обмотки вштрекают в симулятор.

[AML]

Конструктивные особенности можно учесть в модели/

Никто не спорит с тем, что создание Spice-модели, учитывающие реальные эффекты в какой-то конкретной конструкции трансформатора принципиально возможна. Речь идет о том, что в Micro-Cap (и, думаю, в других симуляторах общего применения) отсутствуют встроенные средства учета этих эффектов. Сомневаюсь, что кто-то из участников обсуждения возьмется за создание таких моделей хотя бы для наиболее широко применяемых конструкций трансформаторов (хотя, ИМХО, неплохая тема для докторской ). Тем более, что я видел, как коллеги пытались дорабатывать модель Джилса-Аттертона для учета изменения параметров с изменением частоты. В принципе, даже результаты были достигнуты вполне неплохие, но реализовать изменения модели только средствами языка Spice оказалось невозможно. Такое изменение модели могло бы быть выполнено только фирмой-разработчиком симулятора. Однако, за 15 лет с момента возникновения математической реализации такой доработки, успешно работающий на прототипе в Маткаде, в симуляторах она так и не появилась.

Правда, сомневаюсь, что при таком рабочем токе ключа токи перезаряда этих емкостей что-то кардинально изменят.

Попробовал изменить точку контроля тока. Форма тока на фронтах изменилась весьма существенно. Раньше фактически не учитывался ток перезаряда емкости сток-исток.

Синий график - напрядение на ключе, красный - прежний график тока (фактически - ток через канал, а не ток стока), зеленый - ток стока.
Но несмотря на эти весьма большие отличия в используемой модели активная рассеиваемая мощность на ключе практически не изменилась.

Красный график (старый) к концу каждого периода практически совпадает по величине с новым (зеленым), хотя распределение мощностей в течение периода изменилось (и стало ИМХО не совсем правильным)
При таком способе измерения учет мощности потерь, обусловленных перезарядом паразитной емкости СИ осуществляется на этапе заряда этой емкости, хотя физически эта энергия тратится при разряде. Поэтому мне кажется правильным приводить ток ключа "по новому", а потери в транзисторе "по старому", поскольку эти потери все-таки обусловлены активными потерями в сопротивлении канала.

[wim]

... Тем более, что я видел, как коллеги пытались дорабатывать модель Джилса-Аттертона для учета изменения параметров с изменением частоты. В принципе, даже результаты были достигнуты вполне неплохие, но реализовать изменения модели только средствами языка Spice оказалось невозможно. Такое изменение модели могло бы быть выполнено только фирмой-разработчиком симулятора. Однако, за 15 лет с момента возникновения математической реализации такой доработки, успешно работающий на прототипе в Маткаде, в симуляторах она так и не появилась.

Intusoft утверждает, что их модель сердечника гораздо лучше модели Джилса-Аттертона, даже с доработками.

[AML]

Intusoft утверждает, что их модель сердечника гораздо лучше модели Джилса-Аттертона, даже с доработками.

Так я и не утвержраю обратное. Вот только вопрос - в каком из перечисленных симулаторов встроена эта модель и существует ли ее описание на языке Spice.

[AML]

Что я имею в виду:
Вот например использование снаббера. В некоторых условиях его использование неоправданно. Приведу пример: я разрабатывал БП с входным напряжением до 250В, выходным - 5В и нагрузкой до 4Вт. Применение снабера отнимало до 0.5Вт мощности, т.е. ухудшало КПД на 10% ! Выбросы на силовом ключе были не более 600В в самых худших условиях. Достаточно было выбрать более высоковольтный транзистор с незначительным ухудшением сопротивления канала...

Вчера как раз не успел вывести график, подтверждающий эти слова.

Нижняя группа - графики потери энергии за два периода коммутации. Синий - это потери энергии в ключе без снаббера, зеленый - со снаббером, а красный - суммарные потери в ключе и снаббере. Получается, что даже в низковольтном и не очень маломощном преобразователе снаббер ухудшает КПД (хоть в приведенном примере моделирования весьма незначительно)

[wim]

Так я и не утвержраю обратное. Вот только вопрос - в каком из перечисленных симулаторов встроена эта модель и существует ли ее описание на языке Spice.

Если интусофтовский входит в перечисленные, то вот здесь:
http://www.intusoft.com/
Язык описания - Spice с некоторыми изменениями (кажется, - в наименованиях зависимых источников)

[AML]

Если интусофтовский входит в перечисленные, то вот здесь

Бегло просмотрел доступные спайс-модели индуктивных компонентов - вообще не понял, как там гистререзистные явления моделируются. У меня сложилось впечатление, что сердечник моделируется безгистерезисной кривой, а потери "навешиваются" отдельно. Но могу и ошибаться - подробно не разбирался. А вот учет скин-эффекта там действительно есть.

Начнем, наконец, сравнение работы флая в прерывистом и непрерывном режимах.
Схема - та же, что и раньше, но только добавлен токоизмерительный резистор и уменьшена индуктивность обмоток трансформатора. Коэффициент заполнения - тот же, что и в модели с непрерывном режимом. Выходное напряжение такое же, как и раньше (5В). Сравнивается граничный режим и неперывный режим.

Временные диаграммы токов и напряжений на силовом ключе в непрерывном и граничном режимах с паразитными емкостями, но без снаббера:

Нижняя группа графиков - энергия, рассеивающаяся на силовом ключе.
Из графиков вижно, что помех дает больше преобразователь в непрерывном режиме. Но потери в ключе существенно больше в преобразователе с прерывистом режимом.
Фронты переключения преобразователя в прерывистом режиме имеют следующий вид

С включением все прекрасно, а вот с выключением - не очень. Мгновенная мощность получается весьма значительная (около 500 ВА).
Со снаббером эта мощность падает до приемлемых величин, а суммарные потери практически не возрастают

Малиновый график - мгновенная мощность на ключе, зеленый - энергия, рассеиваемая на транзисторе, красный - суммарная энергия в транзисторе и снаббере.
Получается, что при используемых в модели паразитных параметрах и быстрым выходном диоде потери в ключе в непрерывном режиме заметно меньше.

В прикрепленном файле схема MicroCap и текстовый спайс-файл.

Прикрепленные файлы

 flyback.rar ( 6.11 килобайт ) Кол-во скачиваний: 214

 

[Mc_off]

У меня есть ощущение (не смог загрузить вашу схему в DesignLab), что у вас в сравниваемых схемах не одинаковое напряжение на выходе или разная мощность нагрузки.

Проверьте плиз еще раз. Должно быть одинаковое напряжение на входе, напряжение на выходе и сопротивление (мощность) нагрузки.

При одинаковой скажности и частоте это приведет к изменению параметров трансформатора.

Сообщение отредактировал Mc_off - Nov 27 2007, 08:35

[AML]

При одинаковой скажности и частоте это приведет к изменению параметров трансформатора.

Естественно. Я об этом сразу и написал:

Схема - та же, что и раньше, но только добавлен токоизмерительный резистор и уменьшена индуктивность обмоток трансформатора.

Ведь без изменения параметров трансформатора получить неперерывный режим при прежней частоте и прежней можности невозможно. Поэтому изменены индуктивности обмоток дросселя-трансформатора (или трансформатора флайбека - называйте его как угодно, хотя мое ИМХО прежнее - это впервую очередь дроссель, а лишь потом трансформатор)
Индуктивности обмоток обозначены в явном виде на картинках со схемами моделей.

Напряжение же в обоих случаях одинаково (5В) при нагрузке 1Ом. Я, кстати, потратил достаточно много времени, пока попал на режим, когда на выходе в установившемся режиме строго 5В, а режим токов - граничный.


Продолжение. Посмотрим не граничный, а уже явно прерывистый режим (индуктивность первичной обмотки вдвое меньше граничного значения). Выходное напряжение по прежнему 5В (средний график, чтобы не было сомнений).

Из-за роста амплитуды токов и напрядений имеем существенный рост динамическиз и статических потерь в ключе. Снаббер немного улучшает ситуацию, но не кардинально

[Mc_off]

Да, интересно.

Если вам не сложно можете провести моделирование квазирезонансного режима (когда открывание ключа происходит в момент первго минимума напряжения на стоке).

А вообще как-то странно. Это получается время закрывания очень большое...

[AML]

Да, интересно.

Пока все промоделированное выше представляет сугубо теоретический интерес. Практических выводов из приведенных результатов моделирования делать нельзя, поскольку не учтены процессы в диоде. Сейчас он считается практически идеальным и явления, про которые писал Прохожий, здесь не наблюдаются. А учет неидеальности диода может изменить получаемые результаты кардинально.
Поэтому я еще раз обращаюсь к уважаемому сообществу с просьбой выложить наименования пп-приборов, которые сейчас на практике используются в подобных схемах. Т.е. мне нужны пары транзистор-диод, которые наиболее часто испольщуются при перечисленных в начале топика случаях. Ну или хотя бы высоковольтную, низковольтную и "среднюю" пары.

[Mc_off]

Пока все промоделированное выше представляет сугубо теоретический интерес. Практических выводов из приведенных результатов моделирования делать нельзя, поскольку не учтены процессы в диоде. Сейчас он считается практически идеальным и явления, про которые писал Прохожий, здесь не наблюдаются. А учет неидеальности диода может изменить получаемые результаты кардинально.
Поэтому я еще раз обращаюсь к уважаемому сообществу с просьбой выложить наименования пп-приборов, которые сейчас на практике используются в подобных схемах. Т.е. мне нужны пары транзистор-диод, которые наиболее часто испольщуются при перечисленных в начале топика случаях. Ну или хотя бы высоковольтную, низковольтную и "среднюю" пары.

Если на выходе напряжение не велико, что используются диоды Шотки типа 31DQ05 (IRF).
Для высоких напряжений на выходе применяются ультрафаст диоды типа UF4007.

Типичные транзисторы (кстати есть и модели) можно посмотреть тоже на www.irf.com
Для входного напряжения порядка 250В и мощности преобразователя до 30Вт, я использовал IRFB9N60A.
Вообще я транзистор выбираю индивидуально для каждого случая.
1. Напряжение сток-исток должно быть не меньше напряжения питания плюс выброс, плюс пересчитанное из вторички, плюс запас.
2. Ток - не меньше максимального тока через первичку
3. Надо соблюдать баланс между сопротивлением канала и емкостью затвора. Эти велисины обратно пропорциональны.

[AML]

Mc_off, спасибо за примеры.
Однако, хотелось бы готовых рекомендаций по элементной базе и для других случаев.
Критерии выбора, в принципе, я знаю, но, откровенно говоря, лень лазить и искать - время на это много уйдет. В свое время (когда занимался проектированием) основные компоненты для использования в типовых случаях знал на зубок и справочниками не пользовался. А сейчас не знаю ничего.
Однако предполагаю, что для тех, кто этим занимается сейчас, перечислить наиболее типично используемые компоненты труда не составит (а мне сильно съэкономит время).

[Mc_off]

... лень лазить и искать - время на это много уйдет.

У меня память короткая, я никак не могу запомнить справочных данных...
мне тоже придется "лазить и искать".

Сейчас времени нет . Смогу где-то на следующе неделе.
Я так понял вы хотите три варианта по мощности и три варианта по напряжениям, т.е. всего 9 вариантов ?

[Прохожий]

Пока все промоделированное выше представляет сугубо теоретический интерес. Практических выводов из приведенных результатов моделирования делать нельзя, поскольку не учтены процессы в диоде. Сейчас он считается практически идеальным и явления, про которые писал Прохожий, здесь не наблюдаются. А учет неидеальности диода может изменить получаемые результаты кардинально.
Поэтому я еще раз обращаюсь к уважаемому сообществу с просьбой выложить наименования пп-приборов, которые сейчас на практике используются в подобных схемах. Т.е. мне нужны пары транзистор-диод, которые наиболее часто испольщуются при перечисленных в начале топика случаях. Ну или хотя бы высоковольтную, низковольтную и "среднюю" пары.

Транзистор IRFBE30. Для сетевого случая (800 В, 3 Ом).

CODE

.SUBCKT irfbe30 1 2 3
**************************************
* Model Generated by MODPEX *
*Copyright© Symmetry Design Systems*
* All Rights Reserved *
* UNPUBLISHED LICENSED SOFTWARE *
* Contains Proprietary Information *
* Which is The Property of *
* SYMMETRY OR ITS LICENSORS *
*Commercial Use or Resale Restricted *
* by Symmetry License Agreement *
**************************************
* Model generated on Apr 13, 99
* MODEL FORMAT: SPICE3
* Symmetry POWER MOS Model (Version 1.0)
* External Node Designations
* Node 1 -> Drain
* Node 2 -> Gate
* Node 3 -> Source
M1 9 7 8 8 MM L=100u W=100u
* Default values used in MM:
* The voltage-dependent capacitances are
* not included. Other default values are:
* RS=0 RD=0 LD=0 CBD=0 CBS=0 CGBO=0
.MODEL MM NMOS LEVEL=1 IS=1e-32
+VTO=4.05117 LAMBDA=0.000724984 KP=2.54295
+CGSO=1.14718e-05 CGDO=1e-11
RS 8 3 0.00216876
D1 3 1 MD
.MODEL MD D IS=1.43986e-15 RS=0.0294472 N=0.804575 BV=400
+IBV=0.00025 EG=1 XTI=1 TT=1.99875e-07
+CJO=1.07858e-09 VJ=2.72239 M=0.9 FC=0.1
RDS 3 1 1e+06
RD 9 1 2.21741
RG 2 7 6
D2 4 5 MD1
* Default values used in MD1:
* RS=0 EG=1.11 XTI=3.0 TT=0
* BV=infinite IBV=1mA
.MODEL MD1 D IS=1e-32 N=50
+CJO=2.57133e-09 VJ=1.12149 M=0.9 FC=1e-08
D3 0 5 MD2
* Default values used in MD2:
* EG=1.11 XTI=3.0 TT=0 CJO=0
* BV=infinite IBV=1mA
.MODEL MD2 D IS=1e-10 N=0.400393 RS=3e-06
RL 5 10 1
FI2 7 9 VFI2 -1
VFI2 4 0 0
EV16 10 0 9 7 1
CAP 11 10 2.57133e-09
FI1 7 9 VFI1 -1
VFI1 11 6 0
RCAP 6 10 1
D4 0 6 MD3
* Default values used in MD3:
* EG=1.11 XTI=3.0 TT=0 CJO=0
* RS=0 BV=infinite IBV=1mA
.MODEL MD3 D IS=1e-10 N=0.400393
.ENDS irfbe30

С диодом дело хуже. Поскольку используются в основном "китайцы" без всяких моделей.
Вот, что удалось подобрать в "пару" к вышеназванному транзистору из продукции SGS/Thompson - STTH3R06 (3А, 600В, 35 нс):

CODE

*******************************************************************
* Model name : STTH3R06
* Description : Turbo2 Ultrafast High Voltage Rectifier
* Package type : DO41
*******************************************************************
.MODEL STTH3R06 D
+ IS=8.5465E-6
+ N=3.0516
+ RS=29.400E-3
+ IKF=.13432
+ CJO=74.985E-12
+ M=.43409
+ VJ=.68625
+ ISR=10.010E-21
+ NR=4.9950
+ FC=0.5
+ TT=14.500E-9

По параметром сей диод соответствует большинству из применяемых нынче "китайцев".
По поводу оказии с диодом, о которой я упоминал. На модели может не получиться по ряду причин. В реальности все присутствует и выражается в необоснованном нагреве диода.

[AML]

Я так понял вы хотите три варианта по мощности и три варианта по напряжениям, т.е. всего 9 вариантов ?

Это в идеале.
Если искать специально для меня (и моделирования) - то не надо. В конце-концов я и сам могу это сделать. Тем более, что все равно придется искать их Spice-модели.
Мне интереснее варианты ключа/диода, с которыми кто-то уже сталкивался на практике и знает их особенности (чтобы прокомментировать достоверность результатов моделирования)

[Yuri Arkhipov]

Малиновый график - мгновенная мощность на ключе, зеленый - энергия, рассеиваемая на транзисторе, красный - суммарная энергия в транзисторе и снаббере.
Получается, что при используемых в модели паразитных параметрах и быстрым выходном диоде потери в ключе в непрерывном режиме заметно меньше.

Я так понял, что данная модель трансформатора не учитывает индуктивность рассеяния. А ведь именно энергия, запасенная в ней, и порождает значительные выбросы на силовом ключе при его закрывании.

[wim]

Я так понял, что данная модель трансформатора не учитывает индуктивность рассеяния. А ведь именно энергия, запасенная в ней, и порождает значительные выбросы на силовом ключе при его закрывании.

Учитывает - через коэффициент связи трансформатора.

[Yuri Arkhipov]

Учитывает - через коэффициент связи трансформатора.

Вообще, да. А коэф. связи не слишком большой? У реального транса, мне думается, он меньше. Выбросы совсем маленькие получились...

[AML]

У реального транса, мне думается, он меньше. Выбросы совсем маленькие получились...

Возможно. Хотя рассмотренный вариант соотношения вх/вых напряжения 24/5 позволяет сделать трансформатор с достаточно хорошей связью между обмотками.
Тем не менее, влияние индуктивности рассеяния тоже интересно проследить. Следующую серию расчетов сделаю с разносй индуктивнстью рассеяния.

[Yuri Arkhipov]

Возможно. Хотя рассмотренный вариант соотношения вх/вых напряжения 24/5 позволяет сделать трансформатор с достаточно хорошей связью между обмотками.
Тем не менее, влияние индуктивности рассеяния тоже интересно проследить. Следующую серию расчетов сделаю с разносй индуктивнстью рассеяния.

Приложил свой вариант схемы. Выбросы удалось погасить с помощью конденсатора С14, демпфирующая RCD цепь не понадобилась.

Прикрепленные файлы

 flyback.zip ( 5.38 килобайт ) Кол-во скачиваний: 169

 

[AML]

Приложил свой вариант схемы. Выбросы удалось погасить с помощью конденсатора С14, демпфирующая RCD цепь не понадобилась.

Выбросы убрались, но я бы не сказал, что режим работы удовлетворительный. При 25Вт нагрузки потери только в ключе составляют 7.5Вт. ИМХО - много (особенно, если учесть, что первичное напряжение 18В)
И при включении ключа там все не слишком хорошо.

Схема модели (чтобы понятно было о чем идет речь)

[wim]

Выбросы убрались, но я бы не сказал, что режим работы удовлетворительный. При 25Вт нагрузки потери только в ключе составляют 7.5Вт. ИМХО - много (особенно, если учесть, что первичное напряжение 18В)

И, кроме того, в импульсе оный конденсатор C14 подаст на диод D1 входное напряжение обратной полярности. В случае сетевого флая это напряжение выпалит и D1, и ШИМ-контроллер, и вообще всё, что сможет.

[Yuri Arkhipov]

И, кроме того, в импульсе оный конденсатор C14 подаст на диод D1 входное напряжение обратной полярности. В случае сетевого флая это напряжение выпалит и D1, и ШИМ-контроллер, и вообще всё, что сможет.

Представленный преобразователь - это DC/DC (18-80В) -> 5В, 12В. А диод нужно ставить соответствующий. В данном случае это 200-вольтовый BAV23S.

[AML]

Поясните, пожалуйста, из каких соображений выбрана емкость С15 (именно ее перезаряд портит картину процесса включения).
Если так моделируется паразитная емкость обмотки, то 10нФ для 18-вольтового трансформатора на частоте 300 кГц кажется мне очень много.
Если это что-то иное, то поясните что.

[Yuri Arkhipov]

Поясните, пожалуйста, из каких соображений выбрана емкость С15 (именно ее перезаряд портит картину процесса включения).
Если так моделируется паразитная емкость обмотки, то 10нФ для 18-вольтового трансформатора на частоте 300 кГц кажется мне очень много.
Если это что-то иное, то поясните что.

Именно паразитная емкость обмотки. Возможно действительно много взял. Трансформатор пока не изготовлен, поэтому измерить нет возможности. А выбросы при выключении пропадают, если в выпрямитель поставить диод. Похоже надо более тщательно подбирать времена переключения синхронника. Считаю, что для данного конкретного преобразователя демпфирование с помощью С14 вместо RCD вполне правомерно.

[AML]

Считаю, что для данного конкретного преобразователя демпфирование с помощью С14 вместо RCD вполне правомерно.

Я тоже пока не вижу существенных минусов такой реализации.
А вот по поводу емкости, мне кажется, что для такого трансформатора она вряд ли будет больше 500-1000 пФ.

[Yuri Arkhipov]

Похоже надо более тщательно подбирать времена преключения синхронника.

Действительно, если С9 поставить 3.8n, то бросков тока при выключении почти нет. А вообще, существует такая вещь, как ir1167 - драйвер синхронного выпрямителя.

А вот по поводу емкости, мне кажется, что для такого трансформатора она вряд ли будет больше 500-1000 рФ.

Да, скорее всего я здесь перестарался...

[AML]

Причесал немножко схему, которую выложил Yuri Arkhipov. Для удобства исследований добавлен токоизмерительный резистор нулевого сопротивления Ri и сопротивление канала Rs1 в явном виде.
Это сопротивление присутствовало и ранее, но как параметр ключа, что не всегда наглядно.

В схеме выявился интересный момент. Я попробовал промоделировать процесссы в отсутствии демпфирующего конденсатора С14. И вот что получилось.

Верхние графики - ток и напряжения ключа (ток красным, напряжение синим).
Второй график - мгновенная мощность на ключе.
Третий - потери энергии в ключе.
Четвертый - ток через канал транзистора (резистор Rs1)
Колебания напряжения на стоке обусловлены индуктивностью рассеяния (по-моему, она также несколько великовата) и паразитными емкостями ключа. Если посмотреть на график энергии на ключе, видно, что большая часть потерь возникает уже на ЗАКРЫТОМ ключе из-за этих колебаний. По стокозатворной емкости они приподнимают потенциал затвора и транзистор приоткрывается на каждом пичке колебаний. Протекающий ток через канал виден на нижнем графике.
Сигнал с "драйвера" идет через сопротивление 3.3 Ома, что уже оказывается достаточно для того, чтобы транзистор "не слушался" драйвера. Уменьшение этого сопротивления до 1 Ом практически полностью устраняет паразитное приоткрывание и уменьшает потери на ключе почти в 10 раз.

Мне стало интересно, чем вызвана такая сильная зависимость. Оказалось все просто - не корректно заданы параметрвы "драйвера". Генератор формирует импульсы напряжения амплитудой всего 1В, а в параметрах ключа задано, что он полностью отрывается только при 1В (а полностью закрывается при 0). В результате даже малые изнанения напряжения на "затворе" сильно влияли на состояние ключа. Если воднять напряжение генератора до 5В, а порог полного открытия задать 3В, эффект приоткрывания практически не проявляется и при исходных 3.3 Омах по цепи "затвора".

[Yuri Arkhipov]

Мне стало интересно, чем вызвана такая сильная зависимость. Оказалось все просто - не корректно заданы параметрвы "драйвера". Генератор формирует импульсы напряжения амплитудой всего 1В, а в параметрах ключа задано, что он полностью отрывается только при 1В (а полностью закрывается при 0). В результате даже малые изнанения напряжения на "затворе" сильно влияли на состояние ключа. Если воднять напряжение генератора до 5В, а порог полного открытия задать 3В, эффект приоткрывания практически не проявляется и при исходных 3.3 Омах по цепи "затвора".

Очень важное замечание. Спасибо большое. Учту.

[wim]

В схеме выявился интересный момент. Я попробовал промоделировать процесссы в отсутствии демпфирующего конденсатора С14.

А стоит ли городить огород с этим C14? Если внимательно посмотреть на схему, то очевидно, что вместе с D1 он образует ту же цепь RCD, разница только в том, что разряжается C14 не через резистор, как положено порядочному демпферу, а через обмотку трансформатора.

[Mc_off]

А стоит ли городить огород с этим C14? Если внимательно посмотреть на схему, то очевидно, что вместе с D1 он образует ту же цепь RCD, разница только в том, что разряжается C14 не через резистор, как положено порядочному демпферу, а через обмотку трансформатора.

Если эта энергия уйдет не в тепло, а в нагрузку, то это уже большое приемущество.

Между прочим такое включение снаббера (демфера) можно патентовать (если его еще не запотентовали).

Интересно сообразить какая должна быть оптимальная индуктивность обмотки, к которой подключается С14...

Да, кстати индуктивность рассеяния действительно большевата она обычно составляет единицы процентов от индуктивности первички

[AML]

Да, кстати индуктивность рассеяния действительно большевата она обычно составляет единицы процентов от индуктивности первички

И у меня такое впечатление. Но в тоже время эта индуктивность - 1% от первичной, что вполне похоже на правду. Думаю такие мощные незатухающие колебания - исключительно из-за идеальности сердечника трансформатора. В реальности он работает как демпфер, активно гася высокочастотные колебвния напряжения (потерями).

Да, обнаружил ошибку у себя в "модернизированной" схеме - резистор Rw1 не в том месте стоит (но на процессы это влияние не оказывает). Тем не менее, поправлю и выложу файл.

[wim]

Если эта энергия уйдет не в тепло, а в нагрузку, то это уже большое приемущество.

Между прочим такое включение снаббера (демфера) можно патентовать (если его еще не запотентовали).

Интересно сообразить какая должна быть оптимальная индуктивность обмотки, к которой подключается С14...

Увы - в нагрузку она не пойдёт (полярность напряжения не та), а будет банально рассеиваться в виде тепла.

[Mc_off]

В реальности он работает как демпфер, активно гася высокочастотные колебвния напряжения (потерями).

На моей практике эти колебания тоже не очень-то затухают. Так что на правду похоже.

Увы - в нагрузку она не пойдёт (полярность напряжения не та), а будет банально рассеиваться в виде тепла.

А если вот так сделать ?

А обмотку включить так, чтобы ток, протекающий по ней работал для вторички как в схеме forward... слету что-то не соображу.

Сообщение отредактировал Mc_off - Nov 28 2007, 19:01

[AML]

Провел еще раз моделирование по схеме с конденсатором C14, скорректировав паразитную емкость и исправив цепь управления. На первый взгляд, красиво все до необыкновения.

Никаких паразитных звонов (почти), потери в ключе достаточно маленькие (1.6 Вт при 25Вт в нагрузке)
Однако, смущают меня некоторые вещи. Во-первых, процессы переключения достаточно корявые. Похоже, эта схема работает не совсем как снаббер.

Паразитные колебания она убрала, а фронты тока и напряжения не разнесла. В результате потери в ключе оне не уменьшила. И мгновенные значения мощности при переключении весьма большие.


К тому же у меня есть подозрения, что введенная емкость может здорово ухудшить динамику преобразователя.

Посмотрел на скачок выходного напряжения при двухкратном увеличении сопротивления нагрузки - вроде конденсатор не сильно влияет (синеий - без конденсатора, красный - с конденсатором)

Так что, был не прав, судя по всему, с динамикой все нормально.

Прикрепил файл со схемой Микрокап и сохраненными начальными условиями для установившегося режима.

Прикрепленные файлы

 flyback_MC8.rar ( 6.04 килобайт ) Кол-во скачиваний: 133

 

[gyrator]

Позволю себе пополнить коллекцию картинок

[tyro]

Позволю себе пополнить коллекцию картинок

Глубоко уважаемые авторы! Если не жалко, то пожалуйста выкладывайте вместе с картинками исходные файлы. Кроме того, что щупать руками приятней чем глазами, еще как говорил классик : "мартышка к старости слаба глазами стала".
Заранее БОЛЬШОЕ СПАСИБО!

[gyrator]

исходные файлы

 __________.rar ( 7.63 килобайт ) Кол-во скачиваний: 426


Сообщение отредактировал gyrator - Nov 29 2007, 04:43

[AML]

Позволю себе пополнить коллекцию картинок

Мощно. Аж глаза разбегаются

А коэф. связи не слишком большой? У реального транса, мне думается, он меньше.

Посмотрел - коэфициент связи явно завышен был.
Для наглядности несколько ихменил схему моделирования. Связь обмоток сделал 100% (коэф. связи K=1), а индуктивность рассеяния ввел в явном виде и, как и обещал, промоделировал прерывистый, краничный и непрерывный режим при индуктивности рассеяния в диапазоне 1-4% индуктивности намагничивания при наличии снеббера и без него. Отключение/включение снаббера проводится изменением емкости с 2р на 2n (чтобы не менялась топология ихемы и не надо дыло заново пересчитывать начальные условия)
Схема моделирования для прирывистого режима:

В ней задан степпинг (изменение с заданным шагом) индуктивности рассеяния Ls в диапазаоне 0.6u - 0.24u (u - обозначает "микро").

Результаты моделирования показывают, что общий вид процессов почти не меняется. Из-за того, что индуктивность намагничивания в этом режиме мала, то мала и индуктивность рассеяния (которая считается в % от индуктивности намагничивания). Энергии в ней запасается немного и она влияет лишь на процессы коммутации (фронты).

Но именно коммутационные процессы существенным образом влияют на потери в ключе, поэтому, несмотря на то, что общие процессы в схеме изменились совсем мало, потери в ключе заметно возрастают с увеличением индуктивности рассеяния (зеленые графики).

Введение снаббера в схему с перывистым режимом существенно уменьшает суммарные потери. Емкость успешно формирует траекторию переключения, заметно снижая потери в ключе, а энергия, запасенная в индуктивности рассеяния мала, поэтому потери в снаббере совсем невелики. Получается сумарный выигрыш.

Хотя только лишь из диаграммы токов и напряжений при выключении это совсем не очевидно.



При работе в граничном режиме (индуктивность намагничивания увеличина с 6мкГ до 12 мкГн) влияние индуктивности рассеяния уже заметна не только на фронтах - появились явно выраженные "звоны" при выключении ключа (снаббера пока нет)

Однако, несмотря на эти "звоны" и рост индуктивности рассеяния, потери в ключе получились в три раза меньше, чем в прерывистом режиме.
Процессы при выключении ключа при 1% и 4% выглядят следующим образом:

Снаббер также уменьшает потери (в смысле, суммарные потери в снаббере и в ключе порлучаются меньше, чем в ключе при отсутствии снаббера). Но этот эффект не так явно выражен, как в прерывистом режиме.

Хотя формы напряжения и тока при выключении ключа в этом случае гораздо красивее



И, наконец, непрерывный режим. Причем, весьма хорошо непрерывный (индуктивность намагничивания в 20 раз больше граничной - 250 мкГн.) Соответственно, индуктивность рассеяния получается 2.5, 5, 7.5 и 10 мкГн.
Такие большие индуктивности рассеяния очень сильно влияют на процессы в схеме.

Однако на первый взгляд, это не приводит к существенному росту потерь.
Думаю, это впечатление обманчиво и вызвано некорректностью расчета потерь. Дело в том, что при больших значениях индуктивности рассеяния подает выходная мощность (напряжение). Это вызвано фактическим сокращением эффективной длительности импульса из-за того, что ток в ключе при коммутации нарастаеи медленно (скорость ограничена индуктивностью рассеивания). При инуктивности рассеяния 10 мкГн и неизменных прочих параметрах выходное напряжение снижается с 5В до 3,3В.
Для корректного сравнения надо было бы подбирать режимы, при которых выходная мощность осталасб бы неизменной (меняя коэфиициент трансформации). Но на это ушло бы много времени и я поленился это делать
Поэтому сравнение с предыдущими результатами возможно только при 1% индуктивности рассеяния, когда выходное напряжение изменилось весьма незначительно (с 5В до 4.8В).


Общий вид процесов при подключении снаббера

Однако для сравнения также можно использовать результаты с минимальной индуктивностью


В отличие от предыдущих схем, включение снаббера резко (в три раза) увеличило суммарные потери. Это вполне объяснимо - индуктивность рассеяния в 20 раз выше, чем в граничном варианте, соответственно, в снаббере рассеивается в 10 раз больше мощности (грубо). Но функцию ограничения мгновенной мощности и уменьшение "звонов" он выполняет успешно. Но за это приходится платить снижением КПД.
Процессы при включении и выключении (индуктивность рассеяния 1% - 2,5 мкГ)


Анализ полученных режимов показывает, что при выбранных допущениях самый эффективный с точки зрения потерь - граничный. Но он весьма требователен к величине сопротивления канала ключа, поскольку активная составляющая потерь весьма велика и при большом попротивлении канала выигрыша в потерях можно не получить.

Непрарывный режим менее требователен к велисине сопротивления канала, но налагает достаточно высокие требования на конструкцию трансформатора - индуктивность рассеяния для эффективной работы не должна превышать 1%.

Хотел бы еще обратить внимание на один момент. Если смотреть мгновенную можность (произведение тока на напряжения) на "стоке" транзистора и на копротивлении "канала" - то получаются радикально разные картинки (малиновый и коричневый график).

С одной тороны, это вполне очевидно - на "стоке" помимо собственно тока канала (а это и есть активная тепловая мощность рассеивания) протекают реактивные токи перезаряда паразинтных ескостей (затвор-сток и сток-исток).
Получается, что вычисленная таким образом мгновенная мощность имеет мало общего с импульсной активной мощностью на ключе, которая как раз-таки опредеяет потери при переключении и ОБР.

В у меня модели рассеиваемая мощность считается как интеграл от активной мощности канала.
Как я уже писал выше, она полностью совпедает с мощностью, вычисленной как интеграл от произведения тока и напряжения на стоке. Поэтому считаю такой подгож првильным.
Но возникает вопрос, как в реальной схеме с МОП-транзистором можно оценить мгновенную активную мощность? Поизведение тока и напряжения стока такой информации, ИМХО, не дает. Произведение тока истока на напряжение стока - тоже. Как практики ее измеряют? (я с полевиками работал очень мало, поэтому своего опыта у меня особе нет - всегда смотрел ток и напряжение стока и не задумывался о емкостных составляющих)

Использованные при расчетаз файлы (в формате mc9) - в прикрепленном архиве
Обращаю внимание, что во все эти файлв внедрена директива установки начальных условий для установившегося режима .IC ......
Поэтому при коррекции файла (изменении названи компонетов или их добавлении) появится соотщение об ошибке (начальные условия для новых компонентов не поределены директивно).
Для коррекции схемы эту внедненную директиву нужно удалить или закомментировать.

Прикрепленные файлы

 flyback__Ls.rar ( 42.27 килобайт ) Кол-во скачиваний: 150

 

[Mc_off]

Что-то меня смущает звон тока в ключе при его выключении. Похоже что он приоткрывается напряжением, просачивающимся через емкость на затвор...

При использовании нормальных драйверов. я такого в реальных схемах ни разу не замечал.

Предлагаю уменьшить емкость сток-затвор и можно параллельно затворовому резистору подключить диод анодом к затвору.

[wim]

... Для корректного сравнения надо было бы подбирать режимы, при которых выходная мощность осталасб бы неизменной (меняя коэфиициент трансформации). Но на это ушло бы много времени и я поленился это делать

Есть другой вариант - для проверки модели можно взять какую-нить апликуху (например, Power Integration), где приводятся параметры (кпд в т.ч.) и для непрерывного и для прерывистого режимов.

[AML]

Специалисты, блин...
Почему меня до сих пор никто носом не ткнет в ошибку в модели. В реальности в МДП-транзисторе обязательно присутствует обратный диод. А в модели его нет. Думаю, именно поэтому токи при выключении не соответствуют реалиям. Сейчас проверю

Проверил. Влияние есть, но не кардинальное.

По поводу колебаний. Это чисто емкостные составляющие при ПОЛНОСТЬЮ ЗАКРЫТОМ канале. Никакие воздействия по затвору на них влияние не оказывает.
Проверить это просто - достаточно посмотреть ток канала (резистора Rkl)
Причем, эти колебательные процессы очень похожи не то, что я видел в действительности (только там они немного диодом порезаны были).

[wim]

Кстати, щас обнаружил книжку (правда, довольно старую) по моделированию импульсных источников питания в PSpice. Ссылку кинул в раздел "Документация".

[Mc_off]

Специалисты, блин...
Почему меня до сих пор никто носом не ткнет в ошибку в модели. В реальности в МДП-транзисторе обязательно присутствует обратный диод. А в модели его нет. Думаю, именно поэтому токи при выключении не соответствуют реалиям. Сейчас проверю

Проверил. Влияние есть, но не кардинальное.

По поводу колебаний. Это чисто емкостные составляющие при ПОЛНОСТЬЮ ЗАКРЫТОМ канале. Никакие воздействия по затвору на них влияние не оказывает.
Проверить это просто - достаточно посмотреть ток канала (резистора Rkl)
Причем, эти колебательные процессы очень похожи не то, что я видел в действительности (только там они немного диодом порезаны были).

емкость в 500р в моделе ключа - великовата лья такого блока питания.
если всзять IRF7478 (60В, 3.5А, 30мОм), то его емкость затвор-исток = 1740р, а эффективная есмкость выхода (сток-исток) порядка 410р (причем она изменяется в зависимости от напряжения на стоке от 220р до 1590р)

Кстати, а почему не использовать спайсовые модели именно MOSFET транзисторов ? Зачем эта городуля с ключем ?
http://www.irf.com/product-info/models/ - это ссылка на библиотеку от IRF (правда я не знаю как ее прикрутить к MC9, но знаю как к PSpice 5.0)

[AML]

Кстати, а почему не использовать спайсовые модели именно MOSFET транзисторов ? Зачем эта городуля с ключем ?

Использование стандартных Spice-моделей - это будет следующий этап. Я ведь не зря спрашивал, наиболее типичные приборы.
Городьба с ключем помогает глубже понять процессы в схеме и их связь с паразитными параметрами. В спайс-модели паразитными параметрами не очень поварьируешь (можно, но сложнее). И некоторые эффекты не посмотришь. К примеру, в упрощенной модели я могу посмотреть именно ток "канала" отдельно, а емкостные составляющие - отдельно.
К тому же пока идет именно качественное моделирование (а не количественное). Т.е. пока рассматриваются основные принципы работы схемы.

По поводу приведенной по ссылке библиотеки. Она имеет организацию, не слишком удобную для импорта в Микрокап (модель каждого прибора - отдельным файлом). Если нужно подсоединить какой-то конкретный компонент из этой библиотеки - проблем нет. Если всё - то пока не придумал решение (точнее, оно есть, но оно трудоемко).

Кстати, не уверен, что эта библиотека более полная, чем встроенная в MC9. В МС9 только MOS-транзисторов от IRF больше тысячи (1084). А в этой библиотеке всех компонентов (диодов и транзисторов всех типов) 1057.

[AML]

Кстати, а почему не использовать спайсовые модели именно MOSFET транзисторов ? Зачем эта городуля с ключем ?

Теперь посмотрим, насколько отличаются результаты при использовании модели с ключем и конденсаторами по сравнению со встроенной Spice-моделью.
Моделируется флайбек в режиме непрерывных токов со снаббером.
Ток и напряжение в ключе

Процесс выключения ключа


Скоько-нибудь серьезной разницы я не вижу. А вот по обеспечению сходимости - разница большая. Схема со Spice-моделью просчитывается с большим трудом. Из сохраненных начальных условий мне ее вообще не удалось заставить работать (несмотря на массу ухищрений), только из продолженных ("матрица сингулярна" и все тут).
Поэтому по-прежнему считаю, что для исследования процессов целесообразно использовать ключевую модель с проверкой на конечном этапе схеме со Spice-моделью ключа.



емкость в 500р в моделе ключа - великовата лья такого блока питания.
если всзять IRF7478 (60В, 3.5А, 30мОм), то его емкость затвор-исток = 1740р, а эффективная есмкость выхода (сток-исток) порядка 410р (причем она изменяется в зависимости от напряжения на стоке от 220р до 1590р)
Судя по всему, для современных транзисторов эа емкость, действительно, великовата.
Попробовал поставить Spice-модель IRF7492 - он больше подходит для данного случая (200В, 3.7А, 79 мОм). С ним результаты другие (емкости у него заметно меньше)

Аналогичные результаты получаются в модели с идеальным ключем и конденсаторами, если емкости затвор-сток и сток-исток поставить по 50пФ

[vs197b]

Не подскажете что все таки лучше для моделирования микрокап или оркад? Просто я в оркаде 10.5 полгода занимаюсь моделированием..и постоянно натыкаюсь на какие то не приятные мелочи..Микрокап не пробовал еще. Стоит с ним работать начинать? Если да то дайте ссылку на дистрибутив и на какие нить ресурсы где можно посмотреть мануалы? или примеры?

[AML]

Не подскажете что все таки лучше для моделирования микрокап или оркад?

Лучше - понятие растяжимое и неоднозначное. Что русскому хорошо - немцу смерть.

полгода занимаюсь моделированием..и постоянно натыкаюсь на какие то не приятные мелочи

Думаю, это неизбежно при освоении любой программы. При моделировании в принципе немало "подводных камней". В прочем, как и везде...

Стоит с ним работать начинать?

Трудно дать совет, не зная задач моделирования. В принципе, пробовать что-то новое никогда не вредно. Хоть я и поклонник Микрокапа, но считаю переход на него с Оркада вряд ли оправданым (впрочем, многое определяется базовыми ровнями знаний по Оркаду и необходимость использования именное его возможностей). С Оркадом я знаком лишь поверхностно, но он мне показался более громоздким и сложным для освоения, чем Микрокап. Но по возможностям он точно не хуже, а почти наверняка лучше. Оркад - более "профессиональный" пакет.
Модели в обоих программах испоьзуются одинаковы и совместимые друг с другом. А кому какая оболочка больше нравится - дело личных пристрастий. Из принципиальных различий - Микрокап не имеет встроенных средств разводки печатных плат.

По поводу ресурсов про Micro-CAP - можно смотреть материалы и скачать руководсво пользователя (на английском) на сайте разработчика - http://www.spectrum-soft.com/index.shtm Тамже можно посмотреть примеры в разделе Newsletters и скачать демоверсию программы (основное ограничение - расчет схем, в которых не более 50 узлов)

На русском есть сайт http://microcap-model.narod.ru/ (я занимаюсь его поддежкой) По МС8 недавно вышла книга (ссылка есть на сайте).
На дистрибутив МС9 ссылки тут - http://electronix.ru/forum/index.php?showt...35449&st=15

[vs197b]

Спасибо за ответ...будем думать дальше как нам быть..= )

[Vokchap]

Часто бич симулятора - сходимость процесса. ИМХО это хорошо оптимизировано в SIMetrix. По крайней мере, там, где я ломал голову в других спайс - подобных симуляторах, тут решается гладко. Для грубого моделирования ИИП еще более разумно использовать заточенные под это дело симуляторы, сам пользую SIMPLIS.

[AML]

Продолжаем "мучить" флайбек в непрерывном режиме. При выходной мощности 25В и индуктивности рассеяния в 1% от индуктивности намагничивания выбросы на ключе со снаббером составляют 180В при 24В питании. Суммарные потери в ключе и в снаббере - 2,86Вт.

Теперь уменьшим индуктивность рассеяния в 10 раз (0.1% от индуктивности намагничивания).

Естественно, картинки стали красивее. Выброс на ключе уменьшился до 80В, а мощность потерь уменьшилась до 1Вт. Однако получение индуктивности рассеяния в 0.1% от индуктивности намагничивания на мой взгляд является весьма сложной технологической задачей, особенно для сердечников с зазором, имеющим сравнительно невысокую эквивалентную магнитную проницаемость.

Отсюда вывод - для уменьшения динамических потерь надо уменьшать индуктивность намагничивания, т.е. двигаться в сторону прерывистого режима.

[Mc_off]

Отсюда вывод - для уменьшения динамических потерь надо уменьшать индуктивность намагничивания, т.е. двигаться в сторону прерывистого режима.

Можно ли сделать вывод о том, что с точки зрения лучшего КПД (минимизации собственных потерь) лучше не применять непрерывный режим ?

Или это можно утверждать только для конкретных диапазонв мощностей нагрузки?

[AML]

Можно ли сделать вывод о том, что с точки зрения лучшего КПД (минимизации собственных потерь) лучше не применять непрерывный режим ?

Пока нельзя. Будем дальше исследовать.
Интуитивно кажется, что максимальный выигрыш при переходе в прерывистый режим будет при низких входных напряжениях и малых мощностях.
А вот при достаточно большой мощности и в сетевом преобразователе - не уверен. Мне кажется, там статические потери в ключе могут превысить выигрыш в динамических потерях.

[DL36]

Хорошая, актуальная тема!


Замечание по поводу моделей. Некоторое время назад (OrCAD 9.7) занимался моделированием мостового инвертора, так вот долго не мог добиться подобия с реальным устройством. Проблема оказалась в том, что встроенные модели, были практически непригодны для моделирования подобных устройств. По крайней мере модели в OrCAD 9.7 не учитывали эффекта плато Миллера. После введения в схему моделей от Ir удалось добиться попадания в 10%, что здорово помогло в дальнейшей работе.

Проверить качество модели можно подав на затвор стабильный ток измеряя при этом напряжение на затворе. В случае хорошей модели видно характерный горизонтальный участок.

Со сходимостью появились проблемы, но картина стала намного реалистичнее.

Еще раз повторюсь хорошая тема, эх лет бы на пять раньше.

[AML]

эх лет бы на пять раньше.

Вообще-то лет на пятнадцать раньше надо было писать Именно тогда я серьезно занимался моделированием в MicroCAp в рамках исследования путей повышения эффективности источников питания (один из разделов кандидатской).

За замечания по поводу моделей - спасибо. Надо будет тут показать результаты расчетов с разными моделями.

[wim]

... Надо будет тут показать результаты расчетов с разными моделями.

Для полноты картины можно сравнить модели полевых транзиторов Level 1 и Level 3, например, IRF с их сайта и из библиотек OrCAD (если, конечно, их можно вштрекнуть в MC).

[AML]

если, конечно, их можно вштрекнуть в MC

Обычно spice-модели подсоединяются в MC проблем. Исключение - некоторые диалекты Spice (в частности, HSPICE, которые имеют несколько отличный синтаксис и, как следствие, требуют существенно большей возни при их конвертировании в МС.

[DL36]

Вообще-то лет на пятнадцать раньше надо было писать Именно тогда я серьезно занимался моделированием в MicroCAp в рамках исследования путей повышения эффективности источников питания (один из разделов кандидатской).

Ну тогда на двадцать пять. И вспоминается только фортран и решение дифуравнений методом Эйлера...

[Mc_off]

Понимаю, что это займет уйму времени, но интересно было бы увидеть качественные графики типа:

Зависимость потерь от скважности при различных напряжениях на входе и постояннйо нагрузке.
Причем отдельно для прерывистых токов и непрарывных...

[Максим Зиновьев]

Неспешно осваиваю SwithcCad.

Каким образом можно задать минимальный "квант времени" transient анализа? Иногда получаются фемтосекунды и время симуляции становится неразумным

[AML]

На сколько я знаю теорию численных методов расчета, минимальный квант никак нельзя менять (он меняется при расчете для обеспечения сходимости). Можно только снижать точность расчетов. Как это сделать в SWCad - пока не знаю. В МС это осуществляется коррекцией Global Setting (писал об этом в начале темы)

[Максим Зиновьев]

Увеличил "на удачу" значения вот этой вкладки в два раза. Симуляция пошла шустрее.
(настройки появляются по нажатию кнопки с молоточком)

А существует ли книга, где можно почитать базовые понятия по spice?

Эскизы прикрепленных изображений

 

[gyrator]

Симуляция пошла шустрее.

В окошке Solver(*) выбираем Alternate. И будет еще шустрее
Enjoy!

[Максим Зиновьев]

gyrator, да не очень-то шустрее с "Solver- alternate".
Сбросил все настройки
С альтернате - 400 пикосекунд в секунду,
с нормал - 10 мкс/с.

Может быть, еще чего надо?

[gyrator]

Может быть, еще чего надо?

Вполне возможно. Для меня SwCAD III не основной симулятор, поэтому
лучше спросите у активных пользователей здесь http://valvol.flyboard.ru/topic36.html
или здесь http://mastercity.ru/vforum/showthread.php...97&page=125

З.Ы. У меня вот такие настройки


Сообщение отредактировал gyrator - Jan 13 2008, 15:50

[Прохожий]

Затеял девайс на МК. Удаленный модуль ввода/вывода для промавтоматики с Ethernet и Modbus/RTU.
Задуманы реле в качестве выходов. Потребовался БП с гальванической развязкой (требование стандартов).
Когда посчитал потребление, выяснилось, что нужно как минимум 1А по 5V. Думаю, надо бы еще двойной запас. Поскольку сборка будет наколенная, то число моточных, изготовленных самостоятельно, должно быть минимально, а сами они - очень просты в изготовлении. Ну и цена всего остального тоже должна быть минимальной. Опять же доставаемость...
Итак, исходные данные. Вход 12...36 В. Выход 5 В 2А.
Исходя из всего вышеперечисленного родилось следующее:
[attachment=17136:attachment]
Прошу конструктивной критики. Все необходимые диаграммы в любой точке схемы могут быть приложены по первому требованию. Равно как и данные моточных и остальные интересующие параметры.
Можно так же продолжить тему обратноходового преобразователя.

[gyrator]

Прошу конструктивной критики.

А стоит ли заморачиваться, используя в качестве ДТ транзистор, при такой маленькой мощности?

[Прохожий]

А стоит ли заморачиваться, используя в качестве ДТ транзистор, при такой маленькой мощности?

На мой взгляд стоит. Дело все в малом минимальном входном напряжении (12 В из условия задачи), коэффициенте заполнения, не превышающем 0.47 и моем личном желании использовать режим ПТ во всем диапазоне входных напряжений и нагрузок.
В качестве подтверждения предлагаю диаграмму тока через транзистор VT4 при напряжении 36 В и нагрузке 10 Вт.
[attachment=17143:attachment]
И тоже самое при напряжении питания 12В и той же нагрузке.
[attachment=17144:attachment]
Как видно из диаграмм, пиковый ток через транзистор не так уж и мал.
Решение измерять ток, измеряя напряжение на транзисторе в открытом состоянии последнего, имеет следующие преимущества.
1. Отсутствует моточное - трансформатор тока или резисторы в истоке транзистора.
2. Упрощается топология печатной платы.
3. Для случая с резисторами - несколько увеличивается КПД.
4. Появляется новое свойство - увеличение падения напряжения на открытом полевом транзисторе с ростом температуры, что позволяет автоматически защищать ключ при повышенных температурах.
5. Стоимость решения сопоставима со стоимостью решения на резистивном датчике тока и намного ниже того же с трансформатором тока.
Это мое личное мнение, подлежащее критике.

Сообщение отредактировал Прохожий - Jan 18 2008, 09:31

[wim]

...Прошу конструктивной критики ...

Если я правильно разглядел номиналы, частота цепочки R10, C7 великовата - что-то около 300 кГц. Для компенсации задержки сигнала в оптроне не годится.

[Прохожий]

Если я правильно разглядел номиналы, частота цепочки R10, C7 великовата - что-то около 300 кГц. Для компенсации задержки сигнала в оптроне не годится.

Если честно, я ее подобрал до получения устойчивости во всем диапазоне нагрузок и входных напряжений.
Вот диаграмма напряжения на 4-ой ноге оптрона (она-же 1-я нога UC3843) с номиналами C7 и R10, указанными на схеме 47нФ и 10 Ом соответственно. Нагрузка 20 Ом, входное напряжение 12 В.
[attachment=17163:attachment]
А это - диаграмма в той же точке, когда емкость C7 уменьшена до 10 нФ. Входное напряжение и нагрузка без изменений.
[attachment=17164:attachment]
Может, что-то не так с моделью оптрона?
Каковы будут Ваши рекомендации?

[AML]

Каковы будут Ваши рекомендации?

У меня пока рекомендации не по существу, а по форме
Желательно схемы и диаграммы расчетов выкладываь не в формате jpg, а в формате gif или png. При этот размер файла будет где-то раз в 10 меньше, а качество - выше. В результате удобнее смотреть и обсуждать. Вот, например, схема и одна из диаграмм

[wim]

Если честно, я ее подобрал до получения устойчивости во всем диапазоне нагрузок и входных напряжений.
Вот диаграмма напряжения на 4-ой ноге оптрона (она-же 1-я нога UC3843) с номиналами C7 и R10, указанными на схеме 47нФ и 10 Ом соответственно. Нагрузка 20 Ом, входное напряжение 12 В.
...
А это - диаграмма в той же точке, когда емкость C7 уменьшена до 10 нФ. Входное напряжение и нагрузка без изменений.
...
Может, что-то не так с моделью оптрона?
Каковы будут Ваши рекомендации?

Самая простая модель оптрона - источник тока, управляемый током с конденсатором на выходе, моделирующим задержку, как вот здесь:
http://powerelectronics.com/mag/Kollman%20...mber%202003.pdf

В "фирменных" моделях труднее задавать CTR, а он имеет большой разброс и напрямую влияет на усиление в петле.
По поводу частот я исходил из того, что RC-цепь существенно влияет на фазу сигнала в пределах от 0,1х до 10х частоты среза, т.е., для того, чтобы скомпенсировать полюс, созданный оптроном, необходимо поместить нуль где-то в близкой области частот. У оптронов широкого применения типичные значения частоты среза ФНЧ - сотни Гц, единицы кГц. Для сравнения можно посмотреть аналогичную цепь коррекции у TOPswitch.

[Прохожий]

Самая простая модель оптрона - источник тока, управляемый током с конденсатором на выходе, моделирующим задержку, как вот здесь:
http://powerelectronics.com/mag/Kollman%20...mber%202003.pdf

Посмотрел текст модели - все так, как Вы говорите. Модель от Linear Technology. Конденсатор маловат 18pF.

В "фирменных" моделях труднее задавать CTR, а он имеет большой разброс и напрямую влияет на усиление в петле.

Согласен, петлевое усиление - серьезный параметр.

По поводу частот я исходил из того, что RC-цепь существенно влияет на фазу сигнала в пределах от 0,1х до 10х частоты среза, т.е., для того, чтобы скомпенсировать полюс, созданный оптроном, необходимо поместить нуль где-то в близкой области частот. У оптронов широкого применения типичные значения частоты среза ФНЧ - сотни Гц, единицы кГц. Для сравнения можно посмотреть аналогичную цепь коррекции у TOPswitch.

На мой взгляд, здесь еще косвенно влияет амплитуда пилы ШИМ компаратора. Чем она больше, тем меньше общее усиление. В рассматриваемом случае пила имеет маленькую амплитуду за счет делителя на резисторах R5, R15. Пэтому, даже небольшое изменение напряжения на оптроне приводит к значительному изменению ширины импульса. Вполне вероятно, что это в свою очередь приводит к "псевдоувеличению" частоы среза.
TOPSwitch я помню хорошо. Там речь идет о 47мкФ в аналогичной цепи.

[gyrator]

Выкладываю свой вариант схемки

[Прохожий]

Выкладываю свой вариант схемки.

Спасибо. Очень признателен.
Есть ряд вопросов.
1. Назначение диода D150.
2. Назначение цепи R227, R228.
3. Назначение R224.
4. Назначение цепи С30, R218.
Взамен на ответы, попытаюсь объяснить свои подходы.
Идея была следующая - максимальное упрощение трансформатора, так, чтобы его мотал монтажник, собирающий изделие. В связи с этим, я не мог позволить себе обмотку обратной связи. Кроме этого, я решил сократить число витков в обмотках за счет применения схемы "вольт-секунда". Полученное при этом пилообразное напряжение, добавляется к напряжению с датчика тока. Это будет полезно, если мне вдруг захочется перейти к режиму НТ.
Естесственно, защита от К.З. получается не такой красивой, как в Вашем варианте из-за отсутствия режима "икания". Но по моим прикидкам, примененный транзистор должен спокойно перенести все эти издевательства.
Вот модель транса, поскольку на схеме его параметры отсутствуют.
[attachment=17189:attachment]
В силовой части, насколько я понял, особых расхождений нет.

[gyrator]

1. Назначение диода D150.
2. Назначение цепи R227, R228.
3. Назначение R224.
4. Назначение цепи С30, R218.

1. Диод D150 обеспечивает разряд к-ра С25 при большом Кзап (чтобы он не "запоминал" сигнал предыдущего такта)
2. R227, 228-ИМХО, это все же R226, -аналог R5,R15 в Вашей схеме. Ограничивают величину тока КЗ.
3.R224 приподнимает потенциал на ISENSE, чтобы разряд емкости С30 не смещал его в минус. Это предотвращает увеличение мин. длительности вых импульсов и задирание вых. напр. при малых токах.
4. Цепочка C30,R218-стандартная цепь компенсации наклона токовой пилы (очень маленькой, при данном способе выявления тока). Обеспечивает устойчивость при Кзап>0,5.
Кстати, параметрический способ ограничения Кзап, при увеличении входного напряжения, и использование "короткого" транса можно применять и в сварочниках. На mastercity, помниться, обсуждались различные варианты реализации ограничения Кзап.
Вот картинка запуска с Вашим трансом:
Кривуля приятней, чем у меня из-за отсутствия в переходном процессе режима непрерывного тока.

Сообщение отредактировал gyrator - Jan 19 2008, 19:46

[Прохожий]

....
Кстати, параметрический способ ограничения Кзап, при увеличении входного напряжения, и использование "короткого" транса можно применять и в сварочниках. На mastercity, помниться, обсуждались различные варианты реализации ограничения Кзап.

Спасибо за ответы и картинку.
Индукция в установившемся режиме такая же как и у меня. Многовато, блин. А сердечника из МП60 этого или близкого типоразмера найти не могу. MPP60 тоже никто не возит. С ним все намного красивее.
Что касается сварочника, то мы пробовали это дело на макете. В принципе - работает. Но в серию пускать как-то боязно - малейший сбой в системе и кирдык: транс в насыщении, транзисторы в помойном ведре, клиент в шоке . Там - косой полумост и индийский сердечник из аналога N87.
И вопрос. Что такое mastercity? К сожалению, я не в курсе.

Кривуля приятней, чем у меня из-за отсутствия в переходном процессе режима непрерывного тока.

За что и уважаю этот режим. Мороки меньше, да и "звенит" меньше.
И еще один вопрос. Какова средняя рассеиваемая мощность ограничителя X15 в Вашем случае?

Сообщение отредактировал Прохожий - Jan 19 2008, 20:13

[Прохожий]

В догонку.
Вот старт при 36 В.
В верху - напряжение на выходе.
В середине - ток стока транзистора VT4.
В низу - индукция сердечника трансформатора TV1.
[attachment=17191:attachment]

Это старт при 12 В.
Расположение диаграмм такое же.
[attachment=17193:attachment]
Практически апериодический режим получился, видимо, из-за вольт-секунды.

Сообщение отредактировал Прохожий - Jan 19 2008, 23:07

[gyrator]

Что касается сварочника, то мы пробовали это дело на макете. В принципе - работает. Но в серию пускать как-то боязно - малейший сбой в системе и кирдык: транс в насыщении, транзисторы в помойном ведре,

У меня такое же мнение. Короткий транс можно делать только с контролем тока намагничивания.

Что такое mastercity?

Это одна из сварочных тусовок http://mastercity.ru/vforum/showthread.php...97&page=127

И еще один вопрос. Какова средняя рассеиваемая мощность ограничителя X15 в Вашем случае?

Хороший вопрос. В моем случае полная ..опа-6Вт. Это пример неграмотного выбора Ктр и напряжения ограничителя. При уменьшении числа витков первички до 26 и увеличении вторички-до 16 (Ктр ка у Вас), получилось 0,6Вт и более приятный вид кривули переходного процесса т.к. исключен режим непрерывного тока. Одновременно уменьшились потери на перемагничивание вследствие снижения dB до 75mT.

Практически апериодический режим получился, видимо, из-за вольт-секунды.

Приятная кривуля. Я тоже считаю, что колебания придавила вольт-секундная примочка.

Сообщение отредактировал gyrator - Jan 19 2008, 23:26

[Прохожий]

У меня такое же мнение. Короткий транс можно делать только с контролем тока намагничивания.

Согласен, что схема контроля тока намагничивания Вашего имени попроще вольт-секундной, и отслеживает сам процесс, а не некие косвенные параметры, но все равно - это доп. компоненты, следовательно, снижение надежности.

Это одна из сварочных тусовок

Спасибо, приму к сведению.

Приятная кривуля. Я тоже считаю, что колебания придавила вольт-секундная примочка.

В моем случае весь огород с вольт-секундой как раз работает. И на мой взгляд, именно он обеспечивает плавное нарастание напряжения без колебаний, за счет того, что ограничивает максимальную ширину импульса. Это видно по излому кривой выходного напряжения. Вначале как бы выпуклая экспонента (0... 0.5 мс), затем нечто, напоминающее прямую (0.5 ... 2.5 мс) и потом остальной кусок экспоненты. Т. е. вольт-секунда не дает сердечнику "накопить" чрезмерно большое количество энергии за один такт.

Сообщение отредактировал Прохожий - Jan 19 2008, 23:57

[wim]

...На мой взгляд, здесь еще косвенно влияет амплитуда пилы ШИМ компаратора. Чем она больше, тем меньше общее усиление. В рассматриваемом случае пила имеет маленькую амплитуду за счет делителя на резисторах R5, R15. Пэтому, даже небольшое изменение напряжения на оптроне приводит к значительному изменению ширины импульса. Вполне вероятно, что это в свою очередь приводит к "псевдоувеличению" частоы среза.
TOPSwitch я помню хорошо. Там речь идет о 47мкФ в аналогичной цепи.

Это всё можно проверить в усреднённой модели. Например, вот этой...

Прикрепленные файлы

 PSmodels.zip ( 464.64 килобайт ) Кол-во скачиваний: 423

 

[Прохожий]

Это всё можно проверить в усреднённой модели. Например, вот этой...

Спасибо за информацию.
Посмотрел на это все и не понял как это сделать (проверить предположение насчет пилы)?
Нужна книга Кристофера Башо из Тулузы.
Не хватает информации.
1. Непонятно, что такое средняя модель, ее назначение и чем она отличается от обыкновенных моделей?
2. Каким образом на этой модели можно получить АЧХ и ФЧХ моего конеретного устройства?

И вопрос немного не в тему. Может в данном случае следует отказаться от точного моделирования петли ОС, поскольку все равно параметры оптрона, настройки пилы и прочие вещи будут уточняться непосредственно на макете. Может быть на этом же макете и следует окончательно подобрать параметры цепей, корректирующих АЧХ?

[AML]

Прохожий, у меня жена серьезно усредненными моделями занимается. Недавно она готовила описание построения и использования метода усреднения в простанстве состояний для анализа устойчивости источников питания. Фрагменты описания построения непрерывной модели для прямохода я недавно выкладывал на форуме сварочников - http://valvol.flyboard.ru/topic190-45.html
Вот прямая ссылка - http://microcap-model.narod.ru/PDF/Modelling_Aml.pdf
Если надо для обратноходового - могу прислать, хотя там в принципе, все аналогично по подходу, но моделька, естественно, другая получается. Если будут вопросы - пиши, переадресую жене
Да, там в ПДФ есть список литературы, где метод усреднения описан на русском.

[Прохожий]

Прохожий, у
....
Да, там в ПДФ есть список литературы, где метод усреднения описан на русском.

Спасибо за ссылку. Статья достаточно интересна. Теперь понял для чего нужны средние модели. Пока только пробежал. Постараюсь "съесть" это дело полностью. И с flyback постараюсь разобраться лично.
Тем более, что в материалах, предоставленных уважаемым wim - эта модель присутствует в явном виде. Осталось сопоставить ее с методикой, описанной в предложенной Вами статье.

Небольшой . Беда в том, что я просто любитель, такой же, как и Вы. Моя основная профессия - сменный инженер электроник на крупном производстве. Плюс небольшие "шабашки" по промавтоматике отнюдь не для души и не по теме, а только ради хлеба насущного .
Да и затеянный девайс добить надо бы...

В связи со всем вышеизложенным - вопрос. Можно ли переходить к макетированию устройства? Тем более, что есть мысль сравнить полученные на макете результаты с моделью.

[wim]

Нужна книга Кристофера Башо из Тулузы.

Кажется, эту книгу выкладывали на местный ftp, но, если честно, книга слабовата, лучше взять вот эту:
Robert W. Erickson, Dragan Maksimovich "Fundamentals of Power Electronics"
Можно найти, например, вот здесь: http://lord-n.narod.ru/walla.html

И вопрос немного не в тему. Может в данном случае следует отказаться от точного моделирования петли ОС, поскольку все равно параметры оптрона, настройки пилы и прочие вещи будут уточняться непосредственно на макете. Может быть на этом же макете и следует окончательно подобрать параметры цепей, корректирующих АЧХ?

На этом макете можно и подобрать, поскольку силовая часть преобразователя в данном случае - система первого порядка. Но могут быть случаи и посложнее, например, преобразователь на TOPswitch - система второго порядка, SEPIC - четвёртого. Подбирать экспериментально для таких электронных кубиков-рубиков зело напряжно.