FLY в режиме КЗ, Как это происходит в Ваших блоках? Опции

[vm1]

Хочется обсудить как должен вести себя реальный FLY при КЗ.
(Буду так назавать обмотки : входная (90-220V), выходная (24V 1.8А)
и питания PWM. Режим по току-дисконт. Контроллер 50%.
Одна щель в центре. Обратная связь на оптроне от выхода.
Вобщем схема традиционная)

По простой теории,при КЗ, напряжение
питания контроллера PWM должно снижатся
так как выходная обмотка практически закорочена.
Предполагается что эти обмотки хорошо связаны через транс.
PWM должен выключится, потом перезапуск и т.д.
Но поскольку связанны они не полностью при повышении тока
в выходной обмотке напряжение питания PWM к сожалению растет,
так как растет выброс в начале импульса обратного хода в обмотке PWM.
При КЗ происходит резкое возрастание этого выброса так как большее
количество энергии попадает в несвязное с выходной
обмоткой пространство.
В итоге PWM продолжает получать питание и генерация не прекращается
что приводит к увеличению тепловыделения.
Все конечно работает но если понизить тепло будет надежнее.

У меня такие величины для питания PWM:
при холостом ходе - 11В,
при макс. токе выхода и мин входном напряжении
когда заполнение почти 50% - 20В,
при КЗ до 28В, и это беспокоит.

В некоторых аппликейшинах ставят в обмотку питания PWM
DRC цепи гасящие выбросы , но они убивают режим по
холостому ходу, в нем легальные импульсы короткие.
Индуктивность тоже мешает.

Конечно многое зависит от конструкции и качества намотки
трансформатора, но я пробовал и свои и
буржуйские картина примерно одинаковая.
Сложные конструкции с разделением обмоток на части не пробовал,
они крайне нежелательны так как растет трудоемкость изоляции
особенно если требуется экран.
Пробовал удалять обмотку питания PWM от щели, не помогает.

Что происходит у Вас при КЗ?
Допускаете ли Вы длительное КЗ?
В каком порядке Вы располагаете обмотки в трансе?
Боролись ли Вы с этими проблемами и как?

[SmartRed]

У меня такие величины для питания PWM:
при холостом ходе - 11В,
при макс. токе выхода и мин входном напряжении
когда заполнение почти 50% - 20В,
при КЗ до 28В, и это беспокоит.

В некоторых аппликейшинах ставят в обмотку питания PWM
DRC цепи гасящие  выбросы , но они убивают режим по
холостому ходу, в нем легальные импульсы короткие.
Индуктивность тоже мешает.

Конечно многое зависит от конструкции и качества намотки
трансформатора, но я пробовал и свои и
буржуйские картина примерно одинаковая.
Сложные конструкции  с разделением обмоток на части не пробовал,
они крайне нежелательны так как растет трудоемкость изоляции
особенно если требуется экран.
Пробовал удалять обмотку питания PWM от щели, не помогает.

Решений несколько:

1. немного подгрузить выход балластом
и поставить RC демпфер в цепь питания.

2. Приблизить трансформатор к идеаллу разбив первику или вторичку надвое. У меня после соответствующих экспериментов с трансформаторами, рука не поднимается делать транс без секционирования обмоток.

3. Включить стабилитрон с питания ШИМ контроллера на вкод компаратора тока. Тогда он будет затыкаться при перенапряжении в цепи питания. Или сделать монитор питания с большим гистерезисом который тормозит ШИМ контроллер.

P.S. а вообщето такой бардак в питании это не дело. Большинству полевиков
больше 20В в затвор сувать нельзя. Так что основные рекомендации п.1 и п.2

[vm1]

[/quote]

Решений несколько:

1. немного подгрузить выход балластом
и поставить RC демпфер в цепь питания.

2. Приблизить трансформатор к идеаллу разбив первику или вторичку надвое. У меня после соответствующих экспериментов с трансформаторами, рука не поднимается делать транс без секционирования обмоток.

3. Включить стабилитрон с питания ШИМ контроллера на вкод компаратора тока. Тогда он будет затыкаться при перенапряжении в цепи питания. Или сделать монитор питания с большим гистерезисом который тормозит ШИМ контроллер.

P.S. а вообщето такой бардак в питании это не дело. Большинству полевиков
больше 20В в затвор сувать нельзя. Так что основные рекомендации п.1 и п.2

[/quote]

1. Слишком много надо гасить, ширина импульса слишком большая
чтобы надеятся что RC цепи остановят PWM. При глухом КЗ
транс на порядок ухудшает коэфициент по сцеплению обмоток.
Для снижения напряжения без провалов на ХХ помогает TVS или линейный
стабилизатор в питании PWM. Но это не останавливает PWM.

2. Я представляю себе сложность такого секционирования.
И к томуже в данный момент я хочу перейти на импортные готовые трансы.
Но узнать каким образом Вы секционируете транс, в каком порядке
располагаете обмотки очень интересно.

3.Досих пор я так и ограничивал, очем писал здесь летом,
http://forum.electronix.ru/index.php?showtopic=7133&st=0.
Стабилитрон с помощью PWM ограничивает напряжение
но это не останавливает PWM при КЗ.
PWM переходит в стабилизацию по новой петле ОС и продолжает работать.

Вот и хочется разобратся объективный бардак или нет,
как у коллег ведут себя блоки в КЗ и ХХ?
Я думаю с простым трансом у большинства разработчиков
такие же проблемы, может никто не парится по этому поводу?

[Stanislav]

Я ставил второй оптрон для закорачивания питающей обмотки в точке соединения токоограничивающего резистора. Вход его подключался к датчику выходного тока. Достоинства - при кратковременных перегрузках не отключает преобразователь, а при длительной перегрузке по току надежно переводит его в "икающий" режим со значительным уменьшением тепловыделения. Только в оптроне желателен составной транзистор (дарлингтон). Если есть вывод базы, то и ограничитель пиков напряжения обмотки на нем сделать можно...


А секционирование обмоток во флае - обязательно. Как правило, на сердечник мотается половина первички, затем вторичка, затем вторая половина первички. У IR или Powerint в аппнотах посмотреть можно.

[vm1]

Я ставил второй оптрон для закорачивания питающей обмотки в точке соединения токоограничивающего резистора. Вход его подключался к датчику выходного тока. Достоинства - при кратковременных перегрузках не отключает преобразователь, а при длительной перегрузке по току надежно переводит его в "икающий" режим со значительным уменьшением тепловыделения. Только в оптроне желателен составной транзистор (дарлингтон). Если есть вывод базы, то и ограничитель пиков напряжения обмотки на нем сделать можно...


А секционирование обмоток во флае - обязательно. Как правило, на сердечник мотается половина первички, затем вторичка, затем вторая половина первички. У IR или Powerint в аппнотах посмотреть можно.

С оптроном понятно..
Я думаю если накручивать дополнительные цепи
то хватит транзистора или тиристора реагирующих на
рост питании PWM.
У Вас есть в питании резистор, как это сказалось
на величину минимальной нагрузки?

Эти и другие аппноты я читал, там есть различные варианты
со свомими недостатками и достоинствами.
В собственном трансе я по безопасности
должен иметь заземленный экран между обмотками
если секционировать то надо 2-3 экрана, это кошмар.

Величины по изменению питания на PWM я привел для
30Вт-ного транса от Премъермагнетикс разработанного
ими для Топов Powerint. Именно он так себя и ведет.

[vm1]

Меня удивляет сама идея, что коэффициент связи есть величина переменная, зависящая от режима работы. Не кажется ли Вам, что это сродни отмене закона Ома? Должны быть веские основания для отрицания фундаментальных вещей..
Я думаю, что трансформатор не догадывается, в каком режиме его используют, он подчиняется общим закономерностям.
По-крайней мере, если не наступило насыщение (т. е., если трансформатор остается трансформатором), то и при малых, и при больших токах коэффициент магнитной связи есть величина постоянная.
Позволю себе цитату из темы на форуме
«БП до 50W сделать в SMD»
автор: Stanislav
«Коэффициент магнитной связи ..
К=(Lm-Ls)/Lm, где Lm и Ls - индуктивности первички при разомкнутой и замкнутой вторичке.»
Это значит, что если индуктивность рассеяния составляет  5 % от основной, коэффициент магнитной связи равен 0,95 и не может быть ситуации, когда  « большее количество энергии попадает в несвязное с выходной
обмоткой пространство».
Если ампер – секундный баланс на емкости нарушен,  емкость заряжается с соответствующим знаком. Если вольт – секундный баланс на индуктивности нарушен, в индуктивности появился не равный нулю средний ток соответствующего направления. Во флае – это - переход в континус.
При КЗ флай переходит в континус, как известно. Не насыщается ли у Вас трансформатор?
Я привык верить исправному осциллографу  . Подтверждаете ли Вы тот факт, что во время обратного хода для всех трех обмоток отношения приложенных к ним напряжений (снятых осциллографом) совершенно не равны соответствующим отношениям витков?
Потому что, если на одной выходной обмотке в диапазоне от ХХ до макс. нагрузки стабильно 28 В, а на второй , совершенно равноправной выходной обмотке, пусть даже стабилизация берется не с нее, напряжение плавает на 100 % (11 В..20 В)…это круто. Поскольку чудес не бывает, где-то обнаружится грубая ошибка.
Расхождения возможны на выходах, после диодов, ну, в 5-ть, ну, в 10 % из-за разного падения напряжения на проводах и диодах при разных токах в обмотках. Но на входах? Какова может быть физика, если это так?
Что касается секционирования обмоток, соглашусь с предыдущим оратором, это действительно означает
«приблизить трансформатор к идеаллу
разбив первику или вторичку надвое.»
«..у меня после соответствующих экспериментов с трансформаторами, рука не поднимается делать транс без секционирования обмоток»
- у меня тоже.
P. S. Если подтверждаете осциллограммы, будем думать дальше, где зарылась собака. А может, это Нобелевская   ?

А как выглядит закон ома например для терморезистора?
Конечно его никто не отменял.
Но нелинейнености присутствуют это факт.
Конечно я выразился неаккуратно я думаю там при КЗ
и нелинейность вызвынная перегрузкой и рост
уставки тока, так как ОС от выхода не работает .

Без КЗ импульс в обмотке питания имеет небольшой выброс
и основную полку на нормальном уровне.
при увеличении тока выброс подрастает, мощность его
увеличивается а полка остается на нормальном уровне,
что соответствует закону о трансформаторах.
Я же говорил не о трансформированном напряжении
на обмотке а о напряжении питания PWM.

При КЗ общая ширина импульса уменьшается контроллером,
начинается континиус, ток хоть и узкий но возрастрает по высоте
и плошади относительно предустановленного для максимума
так как становится прямоугольным.
Таким образом на выходе ток составляет около 5.5А вместо 1.8А.
По меньшей мере пропорционально возрастает
мощность выброса в обмотке PWM.
Граница между выбросом и полкой исчезает,
выброс увеличивается а полка уходит по него.
Остается высокий одинокий импульс который, естественно не соответствет
по виткам напряжению на закороченной выходной обмотке.
Есть такой Факт, подтверждаю, но никаких чудес здесь нет.
В принципе все по науке ширина импульса тока примерно
соответствует падению 1.5-2В при токе 5.5А.

Если мы ничего кроме секционирования транса не придумаем
я поставлю маленький тиристор с стабилитроном на 20В и буду коротить
питаниеPWM, с ограничением тока, конечно.
Сегодня я это пробовал очень хорошая пауза получается
он же до нуля питание разряжает.

[Bludger]

Хочется обсудить как должен вести себя реальный FLY при КЗ.
(Буду так назавать обмотки : входная (90-220V), выходная (24V 1.8А)
и питания PWM. Режим по току-дисконт. Контроллер 50%.
Одна щель в центре. Обратная связь на оптроне от выхода.
Вобщем схема традиционная)

По простой теории,при КЗ, напряжение
питания контроллера PWM должно снижатся
так как выходная обмотка практически закорочена.
Предполагается что эти обмотки хорошо связаны через транс.
PWM должен выключится, потом перезапуск и т.д.
Но поскольку связанны они не полностью при повышении тока
в выходной обмотке напряжение питания PWM к сожалению растет,
так как растет выброс в начале импульса обратного хода в обмотке PWM.
При КЗ происходит резкое возрастание этого выброса так как большее
количество энергии попадает в несвязное с выходной
обмоткой пространство.
В итоге PWM продолжает получать питание и генерация не прекращается
что приводит к увеличению тепловыделения.
Все конечно работает но если понизить тепло будет надежнее.

У меня такие величины для питания PWM:
при холостом ходе - 11В,
при макс. токе выхода и мин входном напряжении
когда заполнение почти 50% - 20В,
при КЗ до 28В, и это беспокоит.

В некоторых аппликейшинах ставят в обмотку питания PWM
DRC цепи гасящие  выбросы , но они убивают режим по
холостому ходу, в нем легальные импульсы короткие.
Индуктивность тоже мешает.

Конечно многое зависит от конструкции и качества намотки
трансформатора, но я пробовал и свои и
буржуйские картина примерно одинаковая.
Сложные конструкции  с разделением обмоток на части не пробовал,
они крайне нежелательны так как растет трудоемкость изоляции
особенно если требуется экран.
Пробовал удалять обмотку питания PWM от щели, не помогает.

Что происходит у Вас при КЗ?
Допускаете ли Вы длительное КЗ?
В каком порядке Вы располагаете обмотки в трансе?
Боролись ли Вы с этими проблемами и как?

Согласен с докладчиками - с питанием чипа бардак. В нормальном режиме очень не рекомендуется иметь на гейте обычного 20-вольтового транзистора напругу выше 15В - дело в том, что при больших напругах на гейте резко падает MTBF полевики, загиб начинается от 12В. Но и при классической схеме питания чипа удается сделать это напряжение весьма стабильным.
1. За диодом обмотки питания - резюк обязателен. А если недостаточно - еще лучше небольшой дросселек. Нам надо проинтегрировать напругу на питающей обмотке дабы снизить влияние шпильки.
2. Очень полезно снижать частоту преобразования при маленьких D. Это очень полезно и для устойчивой работы при ХХ. Заодно сильно облегчит жизнь при КЗ. Схема элементарная, RC интегратор и схема на двух транзисторах изменяющая сопротивление в задающем генераторе.
3. Секционироват транс конечно хорошо, но слишком уж гиморно и дорого - там же надо обеспечить зазоры по электробезопасности между первичкой и вторичкой... Да и при массовом производстве стоимость транса сильно зависит от количества обмоток. Правда, можно еще мотать транс на кольце, в этом случае рассеяние тоже будет чрезвычайно низким - но опять же стоимость и технологичность...
Вообще по жизни и без секционирования транса удается получить стабильное питание чипака и отработку КЗ. Например в серийном флае на 24W на UCC2813 (правда, на обычную сеть 220В+/-20%) в любом режиме (от ХХ до максимальной нагрузки и всех питающих напряжениях) питающая напруга изменяется всего примерно на 1В (от 10,5 до 11,5В), и стабильно отрабатывает КЗ. Хотя получить стабильное напряжение бай-цмоса гораздо сложнее из-за того, что не жрет он ни черта. Транс без секционирования, на сердечнике EFD, в питании чипака дроссель 22uH и схема снижения частоты до 20кил при D<0.05-0.08
Конечно, можно вводить и дополнительные схемы защиты, но любое усложнение обычно ведет к росту вероятности получения гимора в каком-нить из режимов, например, при старте...

[Stanislav]

2 Wise
Действительно, как и указал Vm1, при КЗ имеют место быть 2 фактора:
1. БП переходит в континус. Из-за этого амплитуда тока в первичке сильно возрастает. Если токовая защита в первичной цепи установлена очень грубо (sorry, Vm1), или БП предназначен для работы в широком диапазоне входных напряжений, это приведет к увеличению амплитуды выброса в питающей обмотке. В ряде случаев, если , например, использовать новые ТОПы, этот эффект можно в значительной степени снизить, применив точно рассчитанный "плавающий" (в зависимости от входного напряжения) порог срабатывания защиты. Как правило, это освобождает от необходимости принятия каких-либо дополнительных мер;
2. Кривая намагничивания сердечника транса в таком режиме сильно нелинейна. Из-за зтого падает эффективное мю, что ухудшает связь между обмотками (падает индуктивность намагничивания Lm) и усиливает озвученный выше эффект.

2 Vm1
Если используете новый ТОП, попробуйте ввести "плавающий" порог срабатывания схемы токовой защиты, для этого достаточно одного доп. резистора (прочтите а аппноте). Такой порог также можно и нужно использовать везде, где это возможно в принципе. С тиристором ситуация не очень ясна: как поведет себя такая схема при пуске? Необходимо предусмотреть задержку срабатывания (если, конечно, Ваш тиристор запирается не очень быстро).
//-------------------------------
Коротить тиристором питание PWM нельзя! Получится черти-что. Нужно коротить именно так, как я нарисовал. А вот в качестве управляющего напряжения можно взять и напряжение питания PWM, решив заодно и проблему его стабилизации.
P.S. Используя TOPSwitch-GX, как мне кажется, удастся решить Вашу проблему и более простыми способами.

Сообщение отредактировал Stanislav - Oct 15 2005, 14:20

[Lonesome Wolf]

...
2. Кривая намагничивания сердечника транса в таком режиме сильно нелинейна. Из-за зтого падает эффективное мю, что ухудшает связь между обмотками (падает индуктивность намагничивания Lm) и усиливает озвученный выше эффект.
...

Такой эффект будет действовать на все обмотки в равной степени и не объясняет описываемый перекос напряжений. Упоминаемый выброс на обмотке питания контроллера говорит, что в этот момент не происходит передачи энергии в основную нагрузку (там где КЗ). Возможно, это связано не с сердечником, а с особенностями работы диода - медленным включением его.

[vm1]

Согласен с докладчиками - с питанием чипа бардак. В нормальном режиме очень не рекомендуется иметь на гейте обычного 20-вольтового транзистора напругу выше 15В - дело в том, что при больших напругах на гейте резко падает MTBF полевики, загиб начинается от 12В. Но и при классической схеме питания чипа удается сделать это напряжение весьма стабильным.
1. За диодом обмотки питания - резюк обязателен. А если недостаточно - еще лучше небольшой дросселек. Нам надо проинтегрировать напругу на питающей обмотке дабы снизить влияние шпильки.
2. Очень полезно снижать частоту преобразования при маленьких D. Это очень полезно и для устойчивой работы при ХХ. Заодно сильно облегчит жизнь при КЗ. Схема элементарная, RC интегратор и схема на двух транзисторах изменяющая сопротивление в задающем генераторе.
3. Секционироват транс конечно хорошо, но слишком уж гиморно и дорого - там же надо обеспечить зазоры по электробезопасности между первичкой и вторичкой... Да и при массовом производстве стоимость транса сильно зависит от количества обмоток. Правда, можно еще мотать транс на кольце, в этом случае рассеяние тоже будет чрезвычайно низким - но опять же стоимость и технологичность...
Вообще по жизни и без секционирования транса удается получить стабильное питание чипака и отработку КЗ. Например в серийном флае на 24W на UCC2813 (правда, на обычную сеть 220В+/-20%) в любом режиме (от ХХ до максимальной нагрузки и всех питающих напряжениях) питающая напруга изменяется всего примерно на 1В (от 10,5 до 11,5В), и стабильно отрабатывает КЗ. Хотя получить стабильное напряжение бай-цмоса гораздо сложнее из-за того, что не жрет он ни черта. Транс без секционирования, на сердечнике EFD, в питании чипака дроссель 22uH и схема снижения частоты до 20кил при D<0.05-0.08
Конечно, можно вводить и дополнительные схемы защиты, но любое усложнение обычно ведет к росту вероятности получения гимора в каком-нить из режимов, например, при старте...

0. В пректируемом блоке я пока планирую UCC2813-D4 и обычную 78L12
в питании. Выход 78L12 коротится маленьким тиристором при превышении
напряжения перед ней при КЗ, сама она КЗ не боится и оно очень короткое.
Есть еще и TVS на 28V. Все хорошо работает, с большими паузами при КЗ.
Только гложет мысль не слишком ли сложно?
Просто обсуждаю сдесь вариант без этих усложнений
чтоб понять есть ли более простые пути.
Под классической схемой Вы понимаете видимо ОС от питания PWM?
У меня ОС от выхода, через оптрон.

1.Итегрирующая цепь съедает тонкие основные импульсы при ХХ.
Для ХХ нужен пиковый детектор.
Очевидно, если мощность выбросов при КЗ превышает мощность
преобразования при ХХ, интегрирующая цепь не поможет.
Либо при КЗ превышение напряжения либо нет питания PWM при ХХ.
Необходимо тупо высаживать на выходе энергию
превышающую энергию выбросов чтобы уширить импульс ХХ
и применить интегрирующую цепь.
Путь не самый прогрессивный.

2.PWM и так хорошо работает на чистом ХХ (два светодиода).
Уменьшение частоты не отменяет необходимости в интегрирующих
цепях в питании PWM расчитанных на режим КЗ,
все равно придется гасить на выходе лишнюю мощность.
Мне кажется лучше разобратся с первоисточником
проблем - выбросами при КЗ.

3.Полностью согласен, в моем случае добавьте еще 3 экрана.

Не совсем понятно какая обмотка стабилизируется ОС.

Мой блок должен работать от 90 до 270Vac.

Не понятно как проходит питание через индуктивность при ХХ.
А какое у Вас напряжение питания при КЗ?
У Вас есть ограничение тока или напряжения питания PWM?
У него встроенный стабилитрон только на 12В. При КЗ Может выбить.
Может выбросы у Вас рассеиваются на стабилитроне PWM.
Что значит отрабатывает КЗ, уходит в длительные паузы?
Если Ваш транс так работает значит у него очень хорошее сцепление
интересно как Вам это удалось без секционирования?

[vm1]

2 Wise
Действительно, как и указал Vm1, при КЗ имеют место быть 2 фактора:
1. БП переходит в континус. Из-за этого амплитуда тока в первичке сильно возрастает. Если токовая защита в первичной цепи установлена очень грубо (sorry, Vm1), или БП предназначен для работы в широком диапазоне входных напряжений, это приведет к увеличению амплитуды выброса в питающей обмотке. В ряде случаев, если , например, использовать новые ТОПы, этот эффект можно в значительной степени снизить, применив точно рассчитанный "плавающий" (в зависимости от входного напряжения) порог срабатывания защиты. Как правило, это освобождает от необходимости принятия каких-либо дополнительных мер;
2. Кривая намагничивания сердечника транса в таком режиме сильно нелинейна. Из-за зтого падает эффективное мю, что ухудшает связь между обмотками (падает индуктивность намагничивания Lm) и усиливает озвученный выше эффект.

2 Vm1
Если используете новый ТОП, попробуйте ввести "плавающий" порог срабатывания схемы токовой защиты, для этого достаточно одного доп. резистора (прочтите а аппноте). Такой порог также можно и нужно использовать везде, где это возможно в принципе. С тиристором ситуация не очень ясна: как поведет себя такая схема при пуске? Необходимо предусмотреть задержку срабатывания (если, конечно, Ваш тиристор запирается не очень быстро).
//-------------------------------
Коротить тиристором питание PWM нельзя! Получится черти-что. Нужно коротить именно так, как я нарисовал. А вот в качестве управляющего напряжения можно взять и напряжение питания PWM, решив заодно и проблему его стабилизации.
P.S. Используя TOPSwitch-GX, как мне кажется, удастся решить Вашу проблему и более простыми способами.

1.С ограничением тока уменя все в порядке,
я даже подумываю компенсировать некоторую зависимость от
входного напряжения, аоно действительно у меня широкое от 90В до 270В.
плюс запасы на широкий температурный диапазон -40+70В.
Вот и борюсь с лишним теплом.

Мы тут с Wise уже обсуждали, что в флае макс. ток
не зависит от входного напряжения, покрайней мере в первом
порядке пока индуктивность линейна.
Между макс.током и током КЗ по теории разница покрайней мере
в 2 раза - площадь треугольника и площадь прямоугольника.
Из за некоторых запасов в схеме она выше.
Соответственно, поменьшей мере пропорционально
возрастает мощность выброса.

2.Согласен, это я и имел ввиду, перебрав правда в форме выражений.

таую цепь я давно использую с UC2844 это стабилитрон на 90В
и резистор подключенные к Isen.
При высоком напряжении происходит
смещение порога ограничения тока, собственно из за
этой цепи и возникло выше упомянутое обсуждение с Wise.
Топ не использовал, только трансы от него с UC2813.

Тиристор включен так же как транзистор в вашей схеме.
Я же писал ранее что с ограничением тока.
Гейт через стабилитрон подключен к выпрямителю
питания PWM. Проблем с начальным запуском не наблюдаю.
Запуск проходит на меньших токах без континиуса.
Напряжение питания не подскакивает.
Поскольку тиристор разряжает до 0,
паузы в КЗ значительно длиннее и тепла меньше
чем при перезапуске по гистерезису.

Топы для меня слишком сильно греются, а у меня +70,
да и маловато "ручек" которые, при необходимости,
можно было бы подкрутить.

[vm1]

...
2. Кривая намагничивания сердечника транса в таком режиме сильно нелинейна. Из-за зтого падает эффективное мю, что ухудшает связь между обмотками (падает индуктивность намагничивания Lm) и усиливает озвученный выше эффект.
...

Такой эффект будет действовать на все обмотки в равной степени и не объясняет описываемый перекос напряжений. Упоминаемый выброс на обмотке питания контроллера говорит, что в этот момент не происходит передачи энергии в основную нагрузку (там где КЗ). Возможно, это связано не с сердечником, а с особенностями работы диода - медленным включением его.

Перекоса напряжений в смысле соответствия виткам
конечно нет, есть различная мощность выбросов
при различных режимах приводящая
к изменению напряжения питания.
У меня стоит диод шотки и шнабер паралельно.
Диод достаточно быстрый.
Время переключения может зависить от
входного напряжения?
При 350В входного на выходе около -110В, высота фронта
при переключении на обратный ход 110+25=135В.
Возможно такой высокий фронт требует большего времени для
перезаряда емкостей в трансе.

[Stanislav]

...
2. Кривая намагничивания сердечника транса в таком режиме сильно нелинейна. Из-за зтого падает эффективное мю, что ухудшает связь между обмотками (падает индуктивность намагничивания Lm) и усиливает озвученный выше эффект.
...

Такой эффект будет действовать на все обмотки в равной степени и не объясняет описываемый перекос напряжений. Упоминаемый выброс на обмотке питания контроллера говорит, что в этот момент не происходит передачи энергии в основную нагрузку (там где КЗ). Возможно, это связано не с сердечником, а с особенностями работы диода - медленным включением его.

Нет, объясняет, точнее, усугубляет. При уменьшении эффективного мю нарастание тока в обмотке происходит по нелинейному закону и очень быстро. Из-за конечности времени срабатывания токовой защиты ток в момент выключения силового транзистора может значительно превысить пороговый. Вследствие этого, магнитное поле в межобмоточном зазоре достигает значительно большей величины, чем при нормальной работе.

[vm1]

Действительно, ток при КЗ превышает порг на Isen.
Пока не понял как это избежать.

[Stanislav]

Топы для меня слишком сильно греются, а у меня +70,
да и маловато "ручек" которые,  при необходимости,
можно было бы подкрутить.

В высшей степени странно... При сорока-то ваттах? Учитывая, что его тепловая защита врубается где-то при 140 градусах?
Я делал по-моему на TOP250F БП 50В, >2А с отводом тепла только на два слоя PCB, причем размер платы был, по-моему, 0,8 дм^2. Топ грелся, конечно, из-за плохого теплоотвода градусов до 90-95, но работал справно. Так что просмотрите еще раз внимательно описание TOPSwitch-GX. Уверяю Вас, "ручек" в нем предостаточно, а преимущества неоспоримы. Главное - его при правильном включении почти невозможно сжечь (до садизма вроде отключения демпфирующей цепи я не доходил, но изготовитель утверждает, что он и такое проглотит).
Если все же не желаете ТОП - давайте схему в студию, покритикуем.

[Stanislav]

Действительно, ток при КЗ превышает порг на Isen.
Пока не понял как это избежать.

Этого совсем избежать нельзя, так, как в любом регуляторе стоит задержка на срабатывание токовой защиты во избежание ее срабатывания в момент емкостного выброса тока при включении коммутирующего элемента. Также существует просто задержка логики и драйвера. Уменьшить же эффект можно только выборам транса "с запасом". Простите, но если я правильно понял, Вы хотите с 30-ваттного транса получить 40 вт, да еще и в широком диапазоне напряжений питания? Если это так, Ваши проблемы связаны именно с этим.

[vm1]

В Топе например, не устанавливается частота преобразования.
Очень важный для блока параметр.
Греются больше чем греется у меня транзистор
и я могу его заменить если понадобится так как
мой блок должен работать от +70С окр.темп.
и длительно держать КЗ.

Да по схеме моей показывать вобщем нечего.
Я предлагал обсуждать стандартную схему.
Для выбора средств борьбы с выбросами в
питании PWM, и его останове при КЗ.
С теми добавочными цепями которые уже
описал необходимые цели достигаются,
хотел узнать как поступают другие.

Я полагаю в UC28XX UCC2813 нет задержек
на ограничении тока при КЗ, компаратор всегда отсекает
ток максимольно быстро не отличая нормальный режим от КЗ.

Использовал транс POL-24020 24В на 2А при 85-265В,
у моего блока ТЗ на 24В и 1.5А при 90-270В.
1.7А-1.8А - это точка загиба, переход в ограничение тока.
Так что запас вроде есть.
Если я написал что 30Вт, то ошибся, тут скорее 50Вт.
В другом блоке свой на ED-29 с заземленным экраном.

Моя проблема прежде всего заключается
в том что я не могу понять как у других
с цепями интегрирования в питании PWM
он не вырубается при ХХ.

Не думаю что у меня при стандартной схеме
и стандартном трансформаторе выбросы при КЗ больше чем у других.

[Stanislav]

Я полагаю в UC28XX UCC2813 нет задержек
на ограничении тока при КЗ, компаратор всегда отсекает
ток максимольно быстро не отличая нормальный режим от КЗ.

Анализ внутренней схемы UC28XX показывает, что она обязана быть при включении полевика, иначе неизбежны ложные обрывы рабочих циклов, ведь амплитуда емкостного импульса тока может составлять значительную величину. К сожалению, точно нельзя сказать, каким образом это достигается - либо задержкой компаратора, либо путем блокированием переключения триггера запускающим импульсом от OSC (ведь он не бесконечно короток). Кроме того, если Вы поставили на вход компаратора RC - цепку, то ответ очевиден (чтобы это выяснить, лицезреть схему и нужно).

Моя проблема прежде всего заключается
в том что я не могу понять как у других
с цепями интегрирования в питании PWM
он  не вырубается при ХХ.

Строго говоря, при отсутствии потребления во вторичных цепях БП с питанием от доп. обмотки не могут поддерживать нормальную работу. Однако, существуют методы минимизации этого потребления. Например, в том же ТОПе при скважности менее 10% начинает резко уменьшаться частота, поддерживая нормальную форму импульса. Резистор же в 10-15 Ом при этом "мешает" не очень сильно, и, хотя напряжение питания падает, нормальная работа схемы все же поддерживается при очень малом потреблении вторичной цепи (основной нагрузкой при этом может даже выступать сам PWM).

Не думаю что у меня при стандартной схеме
и стандартном трансформаторе выбросы при КЗ больше чем у других.

Сделайте транс, который будет работать без захода в насыщение и убедитесь в обратном.
//----------------------
Нет, насчет блокирования триггера я погорячился - рабочий цикл начинается по окончанию импульса запуска.

Сообщение отредактировал Stanislav - Oct 15 2005, 22:37

[Bludger]

В Топе например, не устанавливается частота преобразования.
Очень важный для блока параметр.
Греются больше чем греется у меня транзистор
и я могу его заменить если понадобится так как
мой блок должен работать от +70С окр.темп.
и длительно держать КЗ.

Да по схеме моей показывать вобщем нечего.
Я предлагал обсуждать стандартную схему.
Для выбора средств борьбы с выбросами в
питании PWM, и его останове при КЗ.
С теми добавочными цепями которые уже
описал необходимые  цели достигаются,
хотел узнать как поступают другие.

Я полагаю в UC28XX UCC2813 нет задержек
на ограничении тока при КЗ, компаратор всегда отсекает
ток максимольно быстро не отличая нормальный режим от КЗ.

Использовал транс POL-24020 24В на 2А при 85-265В,
у моего блока ТЗ на 24В и 1.5А при 90-270В.
1.7А-1.8А - это точка загиба, переход в ограничение тока.
Так что запас вроде есть.
Если я написал что 30Вт, то ошибся, тут скорее 50Вт.
В другом блоке свой на ED-29 с заземленным экраном.

Моя проблема прежде всего заключается
в том что я не могу понять как у других
с цепями интегрирования в питании PWM
он  не вырубается при ХХ.

Не думаю что у меня при стандартной схеме
и стандартном трансформаторе выбросы при КЗ больше чем у других.

У Вас какой контроллер - стандартный или бай-цмос? Дело в том, что для стандартного с его большим током потребления интегратора обычно хватает, а вот бай-цмос действительно иногда вызывает гимор с коротышом при широкой сети. Хотя глядя на Ваши 20В полагаю, что чип стандартный, UCC2813 сгорит давно Бай-цмос при широкой сети 1:4 я обманывал, включая подгрузку по питанию чипа при пропадании ОС - немного уменьшалась максимально допустимая емкость нагрузки при запуске, но с коротышом все проблемы ушли..
Вообще, если честно, проблема достаточно странная, обычно если и возникают проблемы с коротышом, то только из-за того, что напряжение снижается, но недостаточно. Картинка выглядит следующим образом - при увеличении тока напруга очень немного повышается, когда достигается порог ограничения тока, начинает снижаться. При этом картинка на питающей обмотке в точности повторяет картинку на соурсе ключа. У Вас же наоборот - напруга при коротыше еще возрастает... Может, все таки приаттачете схемку? И как намотан транс тоже...

[vm1]

to Stanislav and all,

конечно RC цепь на Isen есть (0n47,0k47)
Я считал что она дает малую задержку,
только для иглы включения.
Я имел ввиду что в самом UC2844
спец.задержек нет, в других бывает.
В UCC2813 действительно есть задержка- 100нс,
она такая маленькая, что я про нее уже забыл.
Надо этот факт учесть в схеме, спасибо.

Вы хотите сказать, что при использовании Tопа,
импульсов меньше 5-10% не бывает?
Если это так, то все понятно.
Соотношение энергии импульса и транзитной
энергии всегда в пользу транзитной,
то есть в относительном смысле выброс не растет
доля выброса на обмотке питания не превышает
некотрой доли от общей.

Хорошо,
зависимость частоты от ширины импульса,
то есть, ограничение снизу ширины импульса,
можно принять как искомое средство.
Но для UC28хх реализация будет не проста.

Вы думаете транс на 24Вх2А при 1.5Вх5А находится в насыщении?
Если это так, то что ж, для блока на 2А надо брать транс на 5А?
я думаю нужен способ снижения тока при КЗ.

to Wise and all,

Повторюсь, я пытаюсь обсудить не конечную свою схему
а традиционную когда в схеме нет спец.средств,
есть только резистор в питании при различных вариациях
постоянной интегрирования.
При малых постоянных выброс завышает питание,
при больших остановы при ХХ.
Использую либо с UC28XX либо с UCC2813+78L12.
Характер поведения питания примерно одинаковый,
но при UCC2813+75L12 меньше потребление на 8-10мА.

Я думаю что последовательно в первичной обмотке
кроме связанных индуктивностей и паразитных,
есть еще одна индуктивность, которая
отдельно связана с обмоткой питания.
Тоесть у двух обмоток паразитные индуктивности связаны.
Поэтому если выходная индуктивность замкнута,
то по другой поступает некоторая энергия в обмотку питания,
и она повышается когда растет ток при КЗ.
Почему бы нет?
Это и наводило меня на неправильные мысли
по изменению кэф. сцепления.
Если это так, то в обмотке питания придется гасить
фактически ток КЗ, хоть и короткий.

Выброс напряжения вторичен, он обусловлен
выбросом тока из несвязных индуктивностей.
Весь выброс тока по выходной обмотке идет в пользу,
даже если мы от какой нибудь четвертой обмотки зарядим транс,
на ней в принципе нет несвязной индуктивности.
поскольку она наш опорный приемник энергии в наших определениях,
и существуют только несвязные с ней индуктивности.

Картинки напряжения выбросов могут отличатся
так как создаются различными, не связными индуктивностями
и различными нагрузками для них.

В зависимости R(T) T зависит от I.
Закон Ома соблюдается, но нет линейной зависимости I от U.

Я писал о максимальном токе ключа, то есть токе определяемом
ограничителем максимального тока в контроллере.
Максимальный ток и есть тот ток который может достигаться.

RC задержка по Isen такая: тау=1.38мкс. (0n47 0k47)
видимо ее достаточно для пролета тока мимо уставки,
так как ток при континиусе появляется быстро.
Рабочая частота 45кГц. Половина периода 11мкс.
Значит, при моментальном срабатывании контроллера, ширина
составит около 1.5мкс ( с завышением амплитуды I на 30% )
что 13.3% от половинного заполнения.
Это довольно много.
Надо еще уменьшать.
Наверно в этом основная проблема.
Тексас обычно указывает в 2 раза больше 0n47 и 1k0.
А у вас сколько?

Получается что максисальное значение тока при континиусе
объективно выше, так как RC не позволяет моментально
отключить ток а он имеет прямоугольную форму.
если ток растет медленнее (треугольник) то
ограничение успевает срабатывать.

Давайте сравним какой процент составляет
встраеваемая задержка в других контроллерах
к рекомендованным полупериодам их работы.
Кто что знает?

Ради бога не свалитесь в обсуждение достоинств Топов,
только истина стала прявляться.

to Bludger and all,

Эксперементирую с обоими, потребление разное: 4-5мА и 12-15мА
но при КЗ прет так что не до разницы.
При нормальном режиме, при входе в ограничение тока,
напряжение действительно начинает снижаться.
но при глухом КЗ в полном континиусе оно значительно выше.
Точку перегиба пока не определял, видимо она там,
где происходит рост максимального тока из за задержки на RC,
когда трапециидальный ток стартует с 70% уставки Isen.
Перегрузка и КЗ разные всежтаки режимы.

Транс буржуйский Премъер Магнетикс POL-24020.
Как он намотан неизвестоно,
но надеюсь что не глупыми людьми,
надо наверно разломать и посмотреть.

[Stanislav]

«1. БП переходит в континус. Из-за этого амплитуда тока в первичке сильно возрастает».
С чего бы  она «сильно возрастала»? Если флай перешел в континус, это значит, что оптронная петля ОС уже не участвует в деле и максимум тока в первичной обмотке определяется из расчета 1 В/сопротивление токового датчика.

Это совсем не так. Во-первых, оптронная петля не действует только при больших перегрузках и КЗ. Вашему покорному слуге доводилось делать БП, для которого континус был нормальным рабочим режимом. В данном случае континус наступает из-за того, что при КЗ энергии магнитного сердечника просто некуда деваться, кроме как в нагрев выпр. диодов и проводов, т.е., нормального размагничивания сердечника не наступает.
Во-вторых, максимум тока в первичке для MC UC28XX по идее, ВСЕГДА такой. Другое дело, что сама МС этого требования не обеспечивает. Причины - ниже.

Ну так это рабочее значение для максимальной нагрузки в дисконтинусе и точка перехода из дисконтинуса в континус. Пока скорости обработки хватает, ток в континусе не превысит указанного значения.

Еще раз повторяю: ЕСТЬ ЗАДЕРЖКА ВЫКЛЮЧЕНИЯ ПТ. Поэтому импульсов нулевой длительности быть не может. Ток в обмотке растет по линейному закону, пока не наступает насыщение сердечника. Дальше рост тока приобретает "взрывной" характер, пока ПТ наконец не отключат.

«2. Кривая намагничивания сердечника транса в таком режиме сильно нелинейна. Из-за зтого падает эффективное мю, что ухудшает связь между обмотками (падает индуктивность намагничивания Lm) и усиливает озвученный выше эффект».

Поэтому, если «падает эффективное мю», значит, транс не правильно посчитан, поскольку такое максимальное значение тока, повторюсь, имеет место в основном рабочем режиме – дисконтинусе, при максимальной нагрузке.
Разница только в форме тока, а максимальное значение  - одно и то же. Так бы у всех флаев в континусе «мю» и падало..

Нет, транс может быть и правильно посчитан. Просто схема, которую автор так стесняется предоставить нашим взорам, никуда не годится. Об остальном - см. выше.

Внутренних задержек на срабатывание компаратора тока, в контроллерах типа 3844, видимо, нет. Хотя бы потому, что атрибутом является интегрирующая цепь по входу Is. Есть другие контроллеры, там в PDF-ах прямо указано, что проблема ложного срабатывания при первоначальном броске тока решается внутри м/мы и никаких внешних цепей дополнительно не требуется.

Послушайте, уважаемый, как Вам можно объяснить, что задержка срабатывания ЛЮБЫХ компонентов схемы ВСЕГДА существует? В данном случае она складывается из задержек входной RC - цепи, компаратора, логики, драйвера, RC затвора. Или это для Вас новость? В таком случае внимательно изучите мат. часть.

Что касается TOP-ов..  Было у меня два одинаковых TOPа, по очереди впаивал в одну и ту же плату БП. Один TOP отключал (или не запускал) БП при мощности нагрузки 15 W, другой – 30 W. Разные токи ограничения. Блок же был расчитан на 70 W.. И TOPы приобретались на соответственный ток.

Ну, тут остается только развести руками. У меня БП на TOP249 и TOP250 на макс. мощность >100 Вт работали с общей нагрузкой <0,5 Вт (два светодиода во вторичной цепи, а также сам ТОП). В утешение Вам скажу, что в продаже гуляют подделки (можно отличить по качеству маркировки), я сам купил таких аж 50 штук, пришлось забраковать, изрядно с ними помучившись. Далее, применять стоит только TOPSwitch-GX, более раннии серии недоработаны.

[Stanislav]

to Stanislav and all,

конечно RC цепь на Isen есть (0n47,0k47)
Я считал что она дает малую задержку,
только для иглы включения.
Я имел ввиду что в самом UC2844
спец.задержек нет, в других бывает.
В UCC2813 действительно есть задержка- 100нс,
она такая маленькая, что я про нее уже забыл.
Надо этот факт учесть в схеме, спасибо.

Послушайте, уважаемый, а не надоело Вам, задавая шарады, морочить людЯм голову и заставлять их спорить до хрипоты? Дальнейшее обсуждение имеет смысл вести только при наличии схемы, поверьте, она за 5 минут скажет специалисту больше, чем Вы можете сказать за 5 дней. Вам же скажу, что стандартных схем не бывает, бывают хорошие и плохие. В вашей явно присутствует ряд логических ошибок.

[vm1]

Sntanislav, я не стесняюсь показать схему.
Во первых она в Pcad4.5
во вторых я обсуждаю не ее а стандартную
котрую можно взять на TI.
Все что я собирался в нее добавить я
описал: это 78L12 для ограничения напряжения
питания UCC2813 во всех режимах,
тиристор для обеспечения задержек при КЗ
в общем все то что снимает описанные проблемы
ну и что мы по ней будем обсуждать?
Меня же интерисуют другие способы решения проблем.

[Bludger]

to Stanislav and all,

конечно RC цепь на Isen есть (0n47,0k47)
Я считал что она дает малую задержку,
только для иглы включения.
Я имел ввиду что в самом UC2844
спец.задержек нет, в других бывает.
В UCC2813 действительно есть задержка- 100нс,
она такая маленькая, что я про нее уже забыл.
Надо этот факт учесть в схеме, спасибо.

Вы хотите сказать, что при использовании Tопа,
импульсов меньше 5-10% не бывает?
Если это так, то все понятно.
Соотношение энергии импульса и транзитной
энергии всегда в пользу транзитной,
то есть в относительном смысле выброс не растет
доля выброса на обмотке питания не превышает
некотрой доли от общей.

Хорошо,
зависимость частоты от ширины импульса,
то есть, ограничение снизу ширины импульса,
можно принять как искомое средство.
Но для UC28хх реализация будет не проста.

Вы думаете транс на 24Вх2А при 1.5Вх5А находится в насыщении?
Если это так, то что ж, для блока на 2А надо брать транс на 5А?
я думаю нужен способ снижения тока при КЗ.

to Wise and all,

Повторюсь, я пытаюсь обсудить не конечную свою схему
а традиционную когда в схеме нет спец.средств,
есть только резистор в питании при различных вариациях
постоянной интегрирования.
При малых постоянных выброс завышает питание,
при больших остановы при ХХ.
Использую либо с UC28XX либо с UCC2813+78L12.
Характер поведения питания примерно одинаковый,
но при UCC2813+75L12 меньше потребление на 8-10мА.

Я думаю что последовательно в первичной обмотке
кроме связанных индуктивностей и паразитных,
есть еще одна индуктивность, которая
отдельно связана с обмоткой питания.
Тоесть у двух обмоток паразитные индуктивности связаны.
Поэтому если выходная индуктивность замкнута,
то по другой поступает некоторая энергия в обмотку питания,
и она повышается когда растет ток при КЗ.
Почему бы нет?
Это и наводило меня на неправильные мысли
по изменению кэф. сцепления.
Если это так, то в обмотке питания придется гасить
фактически ток КЗ, хоть и короткий.

Выброс напряжения вторичен, он обусловлен
выбросом тока из несвязных индуктивностей.
Весь выброс тока по выходной обмотке идет в пользу,
даже если мы от какой нибудь четвертой обмотки зарядим транс,
на ней в принципе нет несвязной индуктивности.
поскольку она наш опорный приемник энергии в наших определениях,
и существуют только несвязные с ней индуктивности.

Картинки напряжения выбросов могут отличатся
так как создаются различными, не связными индуктивностями
и различными нагрузками для них.

В зависимости R(T) T зависит от I.
Закон Ома соблюдается, но нет линейной зависимости  I от U.

Я писал о максимальном токе ключа, то есть токе определяемом
ограничителем максимального тока в контроллере.
Максимальный ток и есть тот ток который может достигаться.

RC задержка по Isen такая: тау=1.38мкс. (0n47 0k47)
видимо ее достаточно для пролета тока мимо уставки,
так как ток при континиусе появляется быстро.
Рабочая частота 45кГц. Половина периода 11мкс.
Значит, при моментальном срабатывании контроллера, ширина
составит около 1.5мкс ( с завышением амплитуды I на 30% )
что 13.3% от половинного заполнения.
Это довольно много.
Надо еще уменьшать.
Наверно в этом основная проблема.
Тексас обычно указывает в 2 раза больше 0n47 и 1k0.
А у  вас сколько?

Получается что максисальное значение тока при континиусе
объективно выше, так как  RC не позволяет моментально
отключить ток а он имеет прямоугольную форму.
если ток растет медленнее (треугольник) то
ограничение успевает срабатывать.

Давайте сравним какой процент составляет
встраеваемая задержка в других контроллерах
к рекомендованным полупериодам их работы.
Кто что знает?

Ради бога не свалитесь в обсуждение достоинств Топов,
только истина стала прявляться.

to Bludger and all,

Эксперементирую с обоими, потребление разное: 4-5мА и 12-15мА
но при КЗ прет так что не до разницы.
При нормальном режиме, при входе в ограничение тока,
напряжение действительно начинает снижаться.
но при глухом КЗ в полном континиусе оно значительно выше.
Точку перегиба пока не определял, видимо она там,
где происходит рост максимального тока  из за задержки на RC,
когда трапециидальный ток стартует с 70% уставки Isen.
Перегрузка и КЗ разные всежтаки режимы.

Транс буржуйский Премъер Магнетикс POL-24020.
Как он намотан неизвестоно,
но надеюсь что не глупыми людьми,
надо наверно разломать и посмотреть.

Извините, но я опять вынужден заметить, что у Вас что то не так... Понимаете, режим юсишки, когда при номинальном режиме питание у нее 20В НЕ НОРМАЛЕН, на ней должно быть 14-15В, ну максимум 16В. Если Вы используете транс, заточенный под Ваш случай (то же самое выходное напряжение, мощность, и тот же самый чипак), и транс сделан грамотно, но он выдает на питание юсишки 20В вместо нормальных 15, то где то что то явно не так, и схема имеет право глючить в коротыше как угодно.
То есть я хочу сказать, что сначала надо понять, что не правильно сделано, а сделано что то явно не правильно, и если эффект не починится, уже разбираться в физике. Правильным будет режим питания чипака, когда при номинальном режиме там будет 14-15В, а при нагрузке в 0,5-1% от номинальной - на вольт-полтора меньше. 20В в любом случае нельзя использовать для драйва полевика, они будут дохнуть как мухи от дихлофоса

[Stanislav]

Sntanislav, я не стесняюсь показать схему.
Во первых она в Pcad4.5

Ну и что? Я до прошлого года тоже работал в PCAD4.5. Поправьте цвета, возьмите скриншот, зажмите - и в студию.

во вторых я обсуждаю не ее а стандартную
котрую можно взять на TI.
Все что я собирался в нее добавить я
описал: это 78L12 для ограничения напряжения
питания UCC2813 во всех режимах,
тиристор для обеспечения задержек при КЗ
в общем все то что снимает описанные проблемы
ну и что мы по ней будем обсуждать?

А Вы уверены, что она полностью соответствует TI-шной?

[Stanislav]

Извините, но я опять вынужден заметить, что у Вас что то не так...

Да, явно не так, я уже, по-моему догадался, что именно (потратив всего-то пару-тройку часов времени), однако сказать точно можно только при наличии схемы. А загадки загадывают в другом разделе форума.

[vm1]

Нарисовал побыстрому в Pads,
Тиристора в библиотеке не нашлось,
но вывернулся.

Прикрепленные файлы

 pwi.pdf ( 28.82 килобайт ) Кол-во скачиваний: 101

 

[Stanislav]

Нарисовал побыстрому в Pads,
Тиристора в библиотеке не нашлось,
но вывернулся.

Ага, теперь ясней ясного.
1. Транс у Вас для ТОПа. У мощных ТОПов частота преобразования ~130 кГц, а Вы насилуете его, пытаясь получить заявленную мощность, на 45-ти!!! Снизьте макс. мощность в 3 раза, или поднимите частоту преобразования хотя бы до 100 кГц, и эффект если не исчезнет, то будет в знасительной степени ослаблен.
2. Резистор в цепи затвора ПТ выглядит явно большим. Задержка выключения мощного ПТ в значительной степени определяется постоянной времени затвора. Уменьшите до 10-ти Ом, а еще лучше - добавьте в цепь затвора рассасывающий транзистор.
Простите, прервусь минут на 20. После еще покритикую

[vm1]

Нет у него насыщения,
это я Вам точно говорю,
я всегда для проверок замедляю и наблюдаю ток,
насыщение при этом хорошо видно.
А здесь хороший запас.

Частота такая потому что при 100кГц и 1.5А
он поуши в континиусе сидит.
При 45кГ и 1.7-1.8А одновременно наступает
D=0.5 и конец дисконтиниуса, уж так он сделан.

Транс по доке на 24В, 2А, 85-265В
чем же он мне не подходит?

Транзистор закрывается за 200нс максимум.
Время закрытия и открытия примерно одинаково
и его видно в виде иголки в сигнале с токового резистора.
Гораздо большее время дает RC фильтр в этом сигнале
тау=1.38мкс (0n47 0k47)
Я думаю ширина тока при КЗ определяется именно этим
выше писал подробней.

[Stanislav]

Что ж, продолжим.
Выбор элементной базы для создания высоконадежного прибора, мягко выражаясь, непонятен. Например, IRFPE40 - явно устаревший прибор, с очень большими внутренними емкостями. Вообще, транзисторы от IR не самые лучшие, хотя, конечно, самые раскрученные. Советую обратить взор на Infineon: серия CoolMOS у них - песня, а также на филипс и различных японцев - у них приборы куда как лучше. В крайнем случае возьмите IRFB9N65A - по напряжению пройти должен, а емкости гораздо меньше. При выборе ПТ многие допускают одну и ту же ошибку - ищут прибор с минимальным R канала, тогда как правильно учитывать динамические потери в транзисторе, возникающие из-за длительного перезаряда емкостей. Хороший ПТ должен иметь 30-50 нКл общего заряда затвора при 10 В напряжения затвор-исток, и никак уж не больше 100 нКл.
По поводу UCC28XX ...ничего хорошего. Галимый ширпотреб, годится для китайцев, ответственный прибор на ней делать я бы не стал. К сожалению, флайбэками давно не приходилось заниматься, за эл. базой не слежу, но посмотрите у филипса (TEA15XX), с виду очень даже ничего - выполнены на современном уровне.
Вообще-то я сторонник двухтактных резонансных БП, посмотрите L6598 у ST. Недостаток - транс нужно делать самомУ, зато он куда как проще, чем для обычного флая.

[Stanislav]

Нет у него насыщения,
это я Вам точно говорю,
я всегда для проверок замедляю и наблюдаю ток,
насыщение при этом хорошо видно.
А здесь хороший запас.

Частота такая потому что при 100кГц и 1.5А
он поуши в континиусе сидит.
При 45кГ и 1.7-1.8А одновременно наступает
D=0.5 и конец дисконтиниуса, уж так он сделан.

Транс по доке на 24В, 2А, 85-265В
чем же он мне не подходит?

Транзистор закрывается за 200нс максимум.
Время закрытия и открытия примерно одинаково
и его видно в виде иголки в сигнале с токового резистора.
Гораздо большее время дает RC фильтр в этом сигнале
тау=1.38мкс (0n47 0k47)
Я думаю ширина тока при КЗ определяется именно этим
выше писал подробней.

Да кто Вам сказал, что транс рассчитан на такие токи первички!? Повысьте частоту и пересчитайте ток для новой частоты - он должен быть значительно меньше, и никакого континуса не будет.

[vm1]

Что ж, продолжим.
Выбор элементной базы для создания высоконадежного прибора, мягко выражаясь, непонятен. Например, IRFPE40 - явно устаревший прибор, с очень большими внутренними емкостями. Вообще, транзисторы от IR не самые лучшие, хотя, конечно, самые раскрученные. Советую обратить взор на Infineon: серия CoolMOS у них - песня, а также на филипс и различных японцев - у них приборы куда как лучше. В крайнем случае возьмите IRFB9N65A - по напряжению пройти должен, а емкости гораздо меньше. При выборе ПТ многие допускают одну и ту же ошибку - ищут прибор с минимальным R канала, тогда как правильно учитывать динамические потери в транзисторе, возникающие из-за длительного перезаряда емкостей. Хороший ПТ должен иметь 30-50 нКл общего заряда затвора при 10 В напряжения затвор-исток, и никак уж не больше 100 нКл.
По поводу UCC28XX ...ничего хорошего. Галимый ширпотреб, годится для китайцев, ответственный прибор на ней делать я бы не стал. К сожалению, флайбэками давно не приходилось заниматься, за эл. базой не слежу, но посмотрите у филипса (TEA15XX), с виду очень даже ничего - выполнены на современном уровне.
Вообще-то я сторонник двухтактных резонансных БП, посмотрите L6598 у ST. Недостаток - транс нужно делать самомУ, зато он куда как проще, чем для обычного флая.

По поводу транзистора полностью с Вами согласен
лучшие у инфениона и митсубиси.
Более того у меня есть образцы современных транзисторов
инфениона, митсубиси, томпсона, и я их пробовал.
Я бы применил SPP06N80C3 но у него корпус TO-220
По госту безопасности зазоры между проводниками при
таких напряжениях должно быть 3мм, мне что кембрики наклеивать?
В корпусах 247 есть только слишком мощные, других пока не нашел.
IRFB9N65A не проходит по U, и корпус не тот.
Вы не путаете UCC2813 с UC2844?
Это совершенно разные микросхемы.
UCC2813 очень хороша для FLY.
Есть софт старт, бланкирование, ток запуска 100мкА
-40град., разумная цена, производится TI.
Что еще пожелать для хорошего FLY?
А как у резонансных дела при отсутствии нагрузки?

[vm1]

Я начал с ним работу на 100кГц,
говорю же Вам, там полный континиус.
точку перехода в континиус я привел выше.
У меня частота меняется одним кондером,
нет проблем.
Мной приведены токи вторички для 24В.

[Stanislav]

Вы не путаете UCC2813 с UC2844?
Это совершенно разные микросхемы.
UCC2813 очень хороша для FLY.
Есть софт старт, бланкирование, ток запуска 100мкА
-40град., разумная цена, производится TI.
Что еще пожелать для хорошего FLY?
А как у резонансных дела при отсутствии нагрузки?

Честно говоря, UCC2813 я не посмотрел... Тем не менее желать есть что. Вот у филипса, например, осуществляется контроль за размагничиванием сердечника (Ваша проблема!), снижаются динамические потери за счет переключения на "впадинах" колебаний обмотки, при слабых нагрузках снижается частота.
С Вашей цепью датчика тока явно нужно что-то делать, а то минимальная ширина импульса никогда не опустится ниже 1,5 мкС, при этом любой, даже самый хороший транс будет входить в насыщение, потому, что ему просто некуда сбрасывать энергию, которой его постоянно накачивают. Завтра подумаем, а сегодня уже пора спать.

[Stanislav]

Я начал с ним работу на 100кГц,
говорю же Вам, там полный континиус.
точку перехода в континиус я привел выше.
У меня частота меняется одним кондером,
нет проблем.
Мной приведены токи вторички для 24В.

Тогда дайте параметры транса: индуктивность первички, отраженное напряжение. Завтра подумаю...
Да, и еще: для какого ТОПа он предназначен?

Сообщение отредактировал Stanislav - Oct 16 2005, 20:45

[vm1]

К этому и я пришел в последнем длинном топике.
Буду уменьшать цепь датчика.
добавляю транс и UCC:

Прикрепленные файлы

 pol_24020.pdf ( 55.85 килобайт ) Кол-во скачиваний: 70
 ucc2813.pdf ( 215.39 килобайт ) Кол-во скачиваний: 48

 

[vm1]

Посмотрел TAE1552.
Как обычно с филипсом бывает нет -40град..
Стартовый ток до 1.5мА, как у древней UC2844.
Из за того что он большой без дополнительного
отвода в трансе не обойдешся.
А хотелось бы иметь покупной транс.
Отвод можно было бы симитировать делителем RCRC.

Господа, теперь когда есть схема
и необходимые описания
давайте продолжим с топика #22
там было много вопросов.

[vm1]

Нет уставка меньше,
При данных номиналах 2.4А
Обратите внимание на резистор R3 10K*
Он для настройки этого параметра.
Уменьшал его до 5K6 ток КЗ все равно большой.

[Lonesome Wolf]

...
2. Кривая намагничивания сердечника транса в таком режиме сильно нелинейна. Из-за зтого падает эффективное мю, что ухудшает связь между обмотками (падает индуктивность намагничивания Lm) и усиливает озвученный выше эффект.
...

Такой эффект будет действовать на все обмотки в равной степени и не объясняет описываемый перекос напряжений. Упоминаемый выброс на обмотке питания контроллера говорит, что в этот момент не происходит передачи энергии в основную нагрузку (там где КЗ). Возможно, это связано не с сердечником, а с особенностями работы диода - медленным включением его.

Нет, объясняет, точнее, усугубляет. При уменьшении эффективного мю нарастание тока в обмотке происходит по нелинейному закону и очень быстро. Из-за конечности времени срабатывания токовой защиты ток в момент выключения силового транзистора может значительно превысить пороговый. Вследствие этого, магнитное поле в межобмоточном зазоре достигает значительно большей величины, чем при нормальной работе.

Голословное утверждение... Речь шла о перекосе передачи энергии в обмотках - а это геометрия.

[vm1]

И еще. Считать, так считать.. Маленькая поправка по поводу
«RC задержка по Isen такая: тау=1.38мкс. (0n47 0k47)
видимо ее достаточно для пролета тока мимо уставки».
Зачем  Вы умножили произведение R*C на 2*Pi ?  Здесь круговая частота не причем, «тау», по определению, есть именно R*C = 0,2209 мкс. При подаче прямоугольного импульса на такую цепь, напряжение выхода  составит 50 % от входного через R*C*ln2 = 0,153 мкс и 90 % через R*C*ln10 = 0,508 мкс.
Будем считать, что до срабатывания пройдет 0,6мкс. При континусе, за это время, считая, что транс не насыщен и ток имеет форму трапеции, если Uвх. dc = 300 В и L = 600мкГн, в начале прямого хода ток успеет вырасти на  0,3 А от первоначального значения.
Если это как-то поможет..

Забыл добавить, что  в формуле для  «тау» под R надо понимать параллельное соединение R2 и R1. Так что «тау» будет чуть меньше, чем 0,2209 мкс.

Да, с круговой залет, сбой, конечно тау это RC.
Привык с частотой работать, стереотип..
Я же сам считал ее исходя и макс. задержки ключа 200нс.
Обрадовался что понял почему ток КЗ широкий,
других то больших задержек нет.

[vm1]

Кстати, напомните, пожалуйста, насчет выброса по напряжению на вторичных обмотках при КЗ (насколько я понимаю, он и есть причина слишком большого напряжения питания PWM), на основной обмотке он есть? Я, помнится, писал, что в этом случае он должен существовать на диоде шоттки в прямом включении..

Об этом я и пытался разсуждать в абзаце который Вам был не понятен.
Какой выброс может быть в обмотке
относительно которой все остальные обмотки
разсматриваются нами как недостаточно связанные?

Конечно выброс есть только на основной и обмотке
питания контроллера.

В двух обмоточном трансе катрина проще
там всего две паразитных индуктивности.
В трех обмоточном возможно сложней.

В том абзаце у меня возникла мысль, что паразитные
индуктивности первички и питания контроллера
могут быть связанны между собой.
Это может приводить к прямому транзиту некотрой
энергии прямо от первички к питанию контроллера.
Почему бы нет?

[Lonesome Wolf]

Кстати, только вчера, моделируя практически выпрямитель на Шоттки в PSpice (10.3) с удивлением обнаружил, что падение напряжение в режиме работы на емкость просто огромное - десятки вольт - в пределах интервала моделирования - 60 нс. Для обычного 4148 все OK. Вот загадка-то Думаю глюк - но чтобы фактически на ровном месте...

У меня был случай - при работе fly на умножитель при коротком импульсе выброс - огромный. Оказалось, что из-за емкостей диоды умножителя были закрыты в течении короткого времени, что и приводило к указанному эффекту.

[Stanislav]

2 Wise
Во-первых, прошу прощения , если обидел Вас, это непреднамеренно.

Неплохо так же слышать не только СЕБЯ и не вырывать цитаты  из контекста. В цитате о внутренних задержках на срабатывание токового компаратора -  в тексте речь шла о СПЕЦИАЛЬНЫХ ВНУТРЕННИХ ЗАДЕРЖКАХ, предусматриваемых разработчиками некоторых м/м, а вовсе не о быстродействии составляющих м/му элементов.

Хорошо, согласен, но все-таки нужно стараться выражать мысли точно. Сам же дух обсуждения подразумевал СУММАРНУЮ задержку выключения, компаратор - только частность.

«..во-первых, оптронная петля не действует только при больших перегрузках и КЗ  ..во-вторых, максимум тока в первичке для MC UC28XX по идее, ВСЕГДА такой».
Хорошо, давайте подробней.
Предполагалось (мной), что сопротивление токового датчика выбрано так, что при максимальной расчетной нагрузке максимум тока в первичной обмотке определяется, как  1 В/Rдатч. . Естественно, что при этом петля ОС, в случае увеличения нагрузки сверх максимально расчетной, при всем желании не сможет установить больший порог. И начнется переход в континус. Таким образом, это действительно «рабочее значение для максимальной нагрузки в дисконтинусе и точка перехода из дисконтинуса в континус».
Насчет того, что «максимум тока в первичке для MC UC28XX по идее, ВСЕГДА такой». Ну а в штатном режиме, когда петля ОС действует и нагрузка меньше максимальной, максимум тока первичной обмотки устанавливается петлей и он меньше значения 1 В/Rдатч.. Стало быть, НЕ ВСЕГДА, а только при не работающей (по любой причине) петле ОС.

Простите, но здесь Вы сами вырываете цитаты из контекста. Вот пример:
Вы:
<<Если флай перешел в континус, это значит, что оптронная петля ОС уже не участвует в деле и максимум тока в первичной обмотке определяется из расчета 1 В/сопротивление токового датчика.>>
Я:
<<Это совсем не так. Во-первых, оптронная петля не действует только при больших перегрузках и КЗ. Вашему покорному слуге доводилось делать БП, для которого континус был нормальным рабочим режимом. В данном случае континус наступает из-за того, что при КЗ энергии магнитного сердечника просто некуда деваться, кроме как в нагрев выпр. диодов и проводов, т.е., нормального размагничивания сердечника не наступает.
Во-вторых, максимум тока в первичке для MC UC28XX по идее, ВСЕГДА такой. Другое дело, что сама МС этого требования не обеспечивает. Причины - ниже.>>
Что здесь не так? Данный БП при снижении входного напр. питания неизбежно перейдет в континус и будет в нем нормально работать, без разрыва ОС. Максимальный же ток через обмотку будет определяться, как Вы и написали, соотн. 1В/R и в континусе, и в дисконте, а Ваше утверждение неверно, т.к. Вы не учитываете фактор снижения напр. питания.

[Stanislav]

...
2. Кривая намагничивания сердечника транса в таком режиме сильно нелинейна. Из-за зтого падает эффективное мю, что ухудшает связь между обмотками (падает индуктивность намагничивания Lm) и усиливает озвученный выше эффект.
...

Такой эффект будет действовать на все обмотки в равной степени и не объясняет описываемый перекос напряжений. Упоминаемый выброс на обмотке питания контроллера говорит, что в этот момент не происходит передачи энергии в основную нагрузку (там где КЗ). Возможно, это связано не с сердечником, а с особенностями работы диода - медленным включением его.

Нет, объясняет, точнее, усугубляет. При уменьшении эффективного мю нарастание тока в обмотке происходит по нелинейному закону и очень быстро. Из-за конечности времени срабатывания токовой защиты ток в момент выключения силового транзистора может значительно превысить пороговый. Вследствие этого, магнитное поле в межобмоточном зазоре достигает значительно большей величины, чем при нормальной работе.

Голословное утверждение... Речь шла о перекосе передачи энергии в обмотках - а это геометрия.

Простите, вынужден пояснить.
1. Ферриты, используемые для силовых трансов, имеют очень резкое и полное насыщение. При этом индуктивности намагничивания обмоток падают более чем на порядок и обмотки оказыватся связанными только "по вохдуху". Вследствие снижения индуктивности первички нарастание тока в ней происходит очень быстро, а из-за того, что не очень удачная схема защиты срабатывает с задержкой, транс начинает запасать значительную энергию в окружающем его обмотки пространстве. При этом ток в момент выключения ПТ значительно превышает макс. доп. значение.
2. В начале обратного хода опять-таки из-за плохой связи между обмотками (по воздуху!) нарушается правило отношения числа витков в трансе вследствие большой энергии, запасенной в несвязанных индуктивностях. Поэтому, "на пальцах", они и сбрасывают энергию "как им вздумается." После уменьшения напр. магн. поля до опред. величины сердечник выходит из насыщения и связь между обмотками восстанавливается. Это можно видеть по образованию "пьедестала" на выбросе.

[Stanislav]

Кстати, только вчера, моделируя практически выпрямитель на Шоттки в PSpice (10.3) с удивлением обнаружил, что падение напряжение в режиме работы на емкость просто огромное - десятки вольт - в пределах интервала моделирования - 60 нс. Для обычного 4148 все OK. Вот загадка-то  Думаю глюк - но чтобы фактически на ровном месте...

У меня был случай - при работе fly на умножитель при коротком импульсе выброс - огромный. Оказалось, что из-за емкостей диоды умножителя были закрыты в течении короткого времени, что и приводило к указанному эффекту.

Простите, а как это может быть? Тау структуры в хороших шоттках составляет доли-единицы наносекунд. Есть, конечно, сопротивление и индуктивность выводов, а барьерная емкость только уменьшает эффект. Скорее всего, выброс пролазил и на кондеры, стоящие после диода.

[Lonesome Wolf]

...У меня был случай - при работе fly на умножитель при коротком импульсе выброс - огромный. Оказалось, что из-за емкостей диоды умножителя были закрыты в течении короткого времени, что и приводило к указанному эффекту.

Простите, а как это может быть? Тау структуры в хороших шоттках составляет доли-единицы наносекунд. Есть, конечно, сопротивление и индуктивность выводов, а барьерная емкость только уменьшает эффект. Скорее всего, выброс пролазил и на кондеры, стоящие после диода.

Уточняю - из-за перераспределения напряжений как на паразитных емкостях, так и на емкостях, входящих в умножитель.

...В начале обратного хода опять-таки из-за плохой связи между обмотками (по воздуху!) нарушается правило отношения числа витков в трансе вследствие большой энергии, запасенной в несвязанных индуктивностях...

Это новость для меня "Несвязанность" она и есть "несвязанность"...

[Stanislav]

Я начал с ним работу на 100кГц,
говорю же Вам, там полный континиус.
точку перехода в континиус я привел выше.
У меня частота меняется одним кондером,
нет проблем.
Мной приведены токи вторички для 24В.

Транс посмотрел, если заявленные хар-ки верны, то транс хороший.
Т.к. он держит более 2-х ампер, включайте смело в континус на частоте 100 кГц. По первой прикидке, макс. ток нужно установить менее 1,5А (рассчитайте точно сами) и подстраивать в зависимости от входного напряжения. Вопреки распространенному мнению, континус - вовсе не плохой режим для работы флая.
//----------------------------
Дополнение: просчитался: 1,8 А при макс. напр. питания.
Отраженное напр-е в трансе все-таки маловато, из-за этого и "глухой" дисконт.
Можно смело ставить ПТ на 650 вольт, только демпфер дополнить стабилитроном.

Сообщение отредактировал Stanislav - Oct 17 2005, 14:35

[Stanislav]

Это новость для меня    "Несвязанность"  она и есть "несвязанность"...

Простите, не понял. Что в моем посте не так?

[Lonesome Wolf]

Это новость для меня    "Несвязанность"  она и есть "несвязанность"...

Простите, не понял. Что в моем посте не так?

Это о нарушении "правила витков"

[Stanislav]

Это о нарушении "правила витков"

Ну да, оно и нарушается. Кроме того, строго говоря, оно и существует-то только для идеального трансформатора.

[vm1]

Случилось наихудшее,
Сегодня весь день убил на то чтобы востановить
картину четверга-пятницы.
Гулянка с напряжением от ХХ до макс. уменьшилась до 11-17В.
При КЗ либо сохраняется либо снижается.
Востановить не смог, хоть застрелись.Стыдно..
Видимо отваливался резистор уменьшающий ограничение тока.
Если его убрать напряжение питания сейчас поднимается до 20В

Блок при КЗ стал перезапускаться при входных напряжениях
ниже +270В. К сожалению он это делает не всегда,
есть зависимость от длинны проводов до амперметра и
его наличая в цепи и входного напряжения.

Тиристор теперь не поможет, надо искать
другие способы отключения контроллера при КЗ.

Вторая проблема - большой ток КЗ осталась, но это объективная проблема.
При нагрузке 1.75А амплитуда тока ключа около 580мВ, заполнение 10мкс,
При КЗ и входе +120В амплитуда 800мВ, ширина 1.5мкс, ток на выходе 8А,
При КЗ и входе +320В амплитуда 1.5В, ширина 1.3мкс, ток выхода 12А.
Почему не срабатывает ограничение?

Быстродействие транзистора:
разряд гейта до линейного режима 100нс,
разряд гейта в линейном режиме 150нс,
доразряд гейта до 0В около 50-100нс
обшее время закрытия ключа, по кривой тока, 300нс

тау цепи на Isen 200нс,
бланкирование в контроллере, 100нс
но оно с тау не должно складыватся, паралельный процесс.

Необходимо каким то образом снизить ток КЗ
Как я теперь понял, тиристор открывающийся от
завышения напряжения питания не поможет,
собственно потому и обратился к Вам,
сомневался что так может работать.

В ход в режим стабилизации мощности
почему то зависит от напряжения питания.
если при 120В выставить 1.6А (ограничения D=0.5 еще нет)
на 300В будет 2.4А.
Вообще то уставка должна сохранятся.

[vm1]

Мне кажется я понял почему было завышение напряжения,
похоже кондер после диода был с обрывом,
и тестер врал на выбросах, показывая 25-28В
кренка на это внимание не обращала,
тиристор перезапускал контроллер.
Вобщем все работало логично.
Осциллографом я смотрел на обмотку
и видел импульс соответствующей высоты 25-28В.

[Lonesome Wolf]

Это о нарушении "правила витков"

Ну да, оно и нарушается. Кроме того, строго говоря, оно и существует-то только для идеального трансформатора.

...Или все-таки

...похоже кондер после диода был с обрывом...

[Stanislav]

Вторая проблема - большой ток КЗ осталась, но это объективная проблема.
При нагрузке 1.75А амплитуда тока ключа около 580мВ, заполнение 10мкс,
При КЗ и входе +120В амплитуда 800мВ, ширина 1.5мкс, ток на выходе 8А,
При КЗ и входе +320В амплитуда 1.5В, ширина 1.3мкс, ток выхода 12А.
Почему не срабатывает ограничение?

Быстродействие транзистора:
разряд гейта до линейного режима 100нс,
разряд гейта в линейном режиме 150нс,
доразряд гейта до 0В около 50-100нс
обшее время закрытия ключа, по кривой тока, 300нс

тау цепи на Isen 200нс,
бланкирование в контроллере, 100нс
но оно с тау не должно складыватся, паралельный процесс.

Здесь Вы не учли задержку драйвера и логики, т.к. менее 1,3 мкс ширину импульса, похоже, никакими силами не получишь.

Необходимо каким то образом снизить ток КЗ
Как я теперь понял, тиристор открывающийся от
завышения напряжения питания не поможет,
собственно потому и обратился к Вам,
сомневался что так может работать.

Ну, так я сразу предлагал Вам поставить датчик тока в выходной цепи и уже от него управлять оптотранзистором (можно и оптотиристором). См. пост с корявой схемой. А так только транс с диодами спалите.

В ход в режим стабилизации мощности
почему то зависит от напряжения питания.
если при 120В выставить 1.6А (ограничения D=0.5 еще нет)
на 300В будет 2.4А.
Вообще то уставка должна сохранятся.

Нет, не должна, и именно из-за задержки выключения ПТ. При 120 В насыщения транса не наступает (энергия, закачанная в него за 1,5 мкС, успевает сбрасываться в тепло проводов и диодов, а также в другие потери).
А при 320 В и 1,3 мкС энергия не успевает сбрасываться, и он входит в насыщение. Пролет уставки тока в этом случае гораздо больший.

[Stanislav]

1. ...принимается.

Спасибо, это действительно было в пылу спора.

2. ...не знаю насчет духа, частности компаратора и точности мысли. Я только отвечал автору темы.
...предлагаю закрыть проблему за её отсутствием.

Я подумал, что было адресовано мне, так как шло в посте с другим контекстом. Действительно, спорить не о чем.

3. ...Собственно, не понимаю, где мы тут с Вами нашли противоречия, вещи довольно азбучные...

Действительно, Вы рассмотрели "идеальный" конкретный случай, я же пытался смотреть на проблему "ширше".

Кстати, та самая задержка отключения ключа, она ведь действительно в континусе дает большую погрешность по амплитуде отключаемого тока. Вот Вам одна из причин «недолюбливания» этого режима разработчиками.

А вот тут позволю с Вами не согласиться. Скорость роста тока в континусе в общем случае меньше, чем в дисконте, поэтому и "пролет" получается соответственно меньше.

[Stanislav]

Это о нарушении "правила витков"

Ну да, оно и нарушается. Кроме того, строго говоря, оно и существует-то только для идеального трансформатора.

...Или все-таки

...похоже кондер после диода был с обрывом...

Все равно непонятно, о чем речь?

[Stanislav]

Раскройте эту посылку, звучит парадоксально 

Ну хорошо, например, вот условия:
Дано - Uвх, Рвых. Рассматриваем 2 БП: один работает в дисконте, другой - в глубоком континусе. При одинаковых условиях индуктивность первички континуса должна быть больше, поэтому и скорость роста тока на линейном участке меньше.
Если хотите, - по-другому.
Рассмотрите 2 фигуры: трапецию и пилу одинаковой площади. Угол наклона линейного участка трапеции к горизонтали будет меньше.

[vm1]

Вторая проблема - большой ток КЗ осталась, но это объективная проблема.
При нагрузке 1.75А амплитуда тока ключа около 580мВ, заполнение 10мкс,
При КЗ и входе +120В амплитуда 800мВ, ширина 1.5мкс, ток на выходе 8А,
При КЗ и входе +320В амплитуда 1.5В, ширина 1.3мкс, ток выхода 12А.
Почему не срабатывает ограничение?

Быстродействие транзистора:
разряд гейта до линейного режима 100нс,
разряд гейта в линейном режиме 150нс,
доразряд гейта до 0В около 50-100нс
обшее время закрытия ключа, по кривой тока, 300нс

тау цепи на Isen 200нс,
бланкирование в контроллере, 100нс
но оно с тау не должно складыватся, паралельный процесс.

Здесь Вы не учли задержку драйвера и логики, т.к. менее 1,3 мкс ширину импульса, похоже, никакими силами не получишь.

Необходимо каким то образом снизить ток КЗ
Как я теперь понял, тиристор открывающийся от
завышения напряжения питания не поможет,
собственно потому и обратился к Вам,
сомневался что так может работать.

Ну, так я сразу предлагал Вам поставить датчик тока в выходной цепи и уже от него управлять оптотранзистором (можно и оптотиристором). См. пост с корявой схемой. А так только транс с диодами спалите.

В ход в режим стабилизации мощности
почему то зависит от напряжения питания.
если при 120В выставить 1.6А (ограничения D=0.5 еще нет)
на 300В будет 2.4А.
Вообще то уставка должна сохранятся.

Нет, не должна, и именно из-за задержки выключения ПТ. При 120 В насыщения транса не наступает (энергия, закачанная в него за 1,5 мкС, успевает сбрасываться в тепло проводов и диодов, а также в другие потери).
А при 320 В и 1,3 мкС энергия не успевает сбрасываться, и он входит в насыщение. Пролет уставки тока в этом случае гораздо больший.

Да, у меня действительно уставка тока 1.8А.

Трансформатор имеет отраженное напряжение
соответствующее минимуму входного напряжения.
При минимальном входном 85Vас на кондере будет 117Vdc
что дает 25V на выходе при D=0.5 (частота определяется нагрузкой).

"Глухой" континиус при 100кГц У него
потому что индукивность большая,
при 600мкГ и +117В он имеет заряд до 2А за 10.3мкс
что соответствует частоте флая менее 50кГц,
выше континиус.

В указанных временах я показал что наблюдаю реально на ПТ.
Типовой отклик от Isen выходу драйвера укахан в доке как 70нс
если это все сложить то набирается максимум на 500нс
А ширина тока КЗ 1.4мкс почемуто большая разница.

С оптроном сложно, и на шунте придется много терять.
И желательно схему с полным разрядом питания.
Может добавить схему которая при наличаи сигнала тока более
300мВ в окне 1-3мкс от открытия ПТ будет
обесточивать контроллер тиристорм?
На двух мелких транзисторах можно реализовать.
Пожалуй это единственное что можно сделать со стороны первички.

В последнем вопросе Вы наверно не обратили внимание,
что речь идет о нормальном режиме с треугольной формой тока.
Это точка мягкого входа в режим стабилизации мощности.
При 120В D=0.5. Насышения здесь нет.
Хотя при повышении в 3раза входного напряжения
ширина тока уменьшается в 3 раза примерно до 3.5мкс
и задержка 0.6нс видимо завышает макс. ток.
Придется уменьшать 22ома в затворе, я этого нехотел потому
что предидущий блок прошел сним по ЕМС.

[Stanislav]

С первым согласен, со вторым – не вполне. У флая  , который переходит из режима в режим, индуктивность одна и та же, наклон зависит только от напряжения.

Истинно так, но это не имеет отношения к сути вопроса.

Однако, как отмечал vm1, в континусе, за счет прямоугольной прибавки, за равное время задержки ток вырастет больше. Как с этим?

Величина пролета уставки определяется не абсолютным значением тока, а скоростью его изменения, т.е., производной на участке нарастания.
Ненормальный же режим работы БП (насыщение транса) мы не рассматриваем.

[vm1]

[quote=Wise,Oct 17 2005, 22:38]
[quote=Stanislav,Oct 17 2005, 22:21]

С первым согласен, со вторым – не вполне. У флая , который переходит из режима в режим, индуктивность одна и та же, наклон зависит только от напряжения. Однако, как отмечал vm1, в континусе, за счет прямоугольной прибавки, за равное время задержки ток вырастет больше. Как с этим?

[/quote]

В обоих блоках с континиусом и без форма тока при КЗ
будет одинаковая потому что оба трансформатора
насытятся узким прямоугольным током, но временная
ошибка нормального режима в блоке с континиусом будет меньше,
потому что в зоне принятия решения амплитуда тока меньше чем в дисконте.

прибавка, о которой я говорил, возникает только из за того
что уровень ограничения был установлен для треугольного тока.

[Stanislav]

[Да, у меня действительно уставка тока 1.8А.

Трансформатор имеет отраженное напряжение
соответствующее минимуму входного напряжения.
При минимальном входном 85Vас на кондере будет 117Vdc
что дает 25V на выходе при D=0.5 (частота определяется нагрузкой).

"Глухой" континиус при 100кГц  У него
потому что индукивность большая,
при 600мкГ и +117В он имеет заряд до 2А за 10.3мкс
что соответствует частоте флая менее 50кГц,
выше континиус.

Если производитель добросовестный, то значит, что транс и рассчитан на работу в континусе. Если нет - спалите его к чертовой матери.
Вообще-то в такой схеме режим КЗ для транса по-любому опасен. Я удивляюсь, почему он еще жив. Для высоконадежной аппаратуры схема явно не годится.
Не понимаю, чем Вас не устраивает континус?

В указанных временах я показал что наблюдаю реально на ПТ.
Типовой отклик от Isen выходу драйвера укахан в доке как 70нс
если это все сложить то набирается максимум на 500нс
А ширина тока КЗ 1.4мкс почемуто большая разница.

Что-то Вы неправильно посчитали (или дока врет). Уменьшите резистор в цепи затвора - может немного помочь. А вообще - то возьмите нормальный транзистор. Надеть кембрики на ножки - не такая уж и большая работа.

С оптроном сложно, и на шунте придется много терять.

А Вы посчитайте. Напряжение отпирания ИК диода условно возьмем 1В. Мин. ток при КЗ у Вас 8А. Считаем сопр-е: 1В/8А=0,125Ом. Много?

В последнем вопросе Вы наверно не обратили внимание,
что речь идет о нормальном режиме с треугольной формой тока.
Это точка мягкого входа в режим стабилизации мощности.
При 120В D=0.5. Насышения здесь нет.
Хотя при повышении в 3раза входного напряжения
ширина тока уменьшается в 3 раза  примерно до 3.5мкс
и задержка 0.6нс видимо завышает макс. ток.

Если нет насыщения, то как ток может сильно превзойти предельную величину?

[vm1]

[quote=Wise,Oct 17 2005, 23:17]
[quote=vm1,Oct 17 2005, 22:42]

«При минимальном входном 85Vас на кондере будет 117Vdc
что дает 25V на выходе при D=0.5 (частота определяется нагрузкой)».

Простите, возможно, не мое это дело, но сетевые пульсации Вы забыли? Действительно, 85*(2)^0,5 = 120 В. Но при таком напряжении и мощности 50W средний ток потребления от сети будет довольно солидным, соответственно, пульсация на на входном электролите (150 мкФ) - вольт 25. А БП обязан работать и в нижней точке сетевой пульсации.
А как это в Вашей схеме частота определяется нагрузкой?

[/quote]

Фактически Вы говорите что отраженное напряжение должно быть
еще меньше, тут я с Премъер Магнетикс тоже не согласен,
Stanislav говорил что оно слишком маленькое.

уменя по паспорту блока минимальное 100Vас, а кондер 150м.
Мне хватает.
Вместо частоты можно сказать что время заряда
и разряда одинаково, то есть симметричный режим.
Само время, при расчете, определяется нагрузкой.

[vm1]

[Если в паспорте указано что индуктивность измеряется
на 100кГц при амплитуде 0.25В это не значит что его
нельзя использовать при другом напряжении.
Ну приведен пример использования с Топом, ну и что?

КЗ не опасно, потому что транс железка и он может только перегреться,
я и борюсь за то чтобы при КЗ все выключалось, и оставалось
холодным.

Континиус еше не устраивает тем что он есть не всегда
а только с некоторого уровня нагрузки.
при переходе в континиус есть момент изменения коэфициента
передачи от ОС к текущему току.
необходимо усложнять цепи в обратной связи.
Я эти цепи отработал, у меня очень малые гладко спадающие
выбросы при скачкаж нагрузки от 0 до 110%.
ПТ греется на двух фронтах.
И я не понимаю как континиус может понизить ток КЗ,
форма импульсов тока при КЗ одинакова для обоих вариантов.

Я уже писал, что буду понижать сопротивление в гейте.
С транзисторм сложнее, люди есть люди. будут криво клеить
а серия блока в год около 8000 необходима технологичность.
Буду искать 247 корпус с меньшими екостями.

резистор на 0.22 ома всегда проблема, светодиод сильно
зависит от температуры, а ему еще последовательно
нужен резистор, будет не меньше 2В.
эту проблему можно решить за 20 центов,
Маленький тиристор и два BC847C.

В последнем вопросе Вы наверно не обратили внимание,
что речь идет о нормальном режиме с треугольной формой тока.
Это точка мягкого входа в режим стабилизации мощности.
При 120В D=0.5. Насышения здесь нет.
Хотя при повышении в 3раза входного напряжения
ширина тока уменьшается в 3 раза  примерно до 3.5мкс
и задержка 0.6нс видимо завышает макс. ток.

Если нет насыщения, то как ток может сильно превзойти предельную величину?

Все из за той же задержки 0.6-1.4мкс.
Она сказывается при увеличении скорости нарастания
тока, чем выше напряжение тем быстрее ток, тем больше
при задержке его максимальное значение.
Причем в зоне принятия решения стоимость ошибки по времени
наиболее высока, ток то максимальный.
Превышение от 1.6А до 2.4А

[Stanislav]

[Если в паспорте указано что индуктивность измеряется
на 100кГц при амплитуде 0.25В это не значит что его
нельзя использовать при другом напряжении.
Ну приведен пример использования с Топом, ну и что?

Дело в том, что максимальная мощность правильно сделанного транса, если не считать потери, прямо пропорциональна частоте. Если уж Вы решили использовать его на 45 кГц, уменьшится и максимально допустимая вых. мощность в 2 раза, но макс. допустимый ток ключа увеличивать нельзя!

КЗ не опасно, потому что транс железка и он может только перегреться...

Ага, и сдохнуть при этом, предварительно замкнув первичку со вторичкой.

Континиус еше не устраивает тем что он есть не всегда
а только с некоторого уровня нагрузки.
при переходе в континиус есть момент изменения коэфициента
передачи от ОС к текущему току.

Не очевидно, над этим надо подумать.

И я не понимаю как континиус может понизить ток КЗ,
форма импульсов тока при КЗ одинакова для обоих вариантов.

Я не говорил, что континус понижает ток КЗ. Я еще не видел флая, который бы работал на КЗ в дисконте. С уважаемым Wise мы только говорили о величине пролета уставки.

резистор на 0.22 ома всегда проблема, светодиод сильно
зависит от температуры, а ему еще последовательно
нужен резистор, будет не меньше 2В.
эту проблему можно решить за 20 центов,
Маленький тиристор и два BC847C.

Ничего не понял.

Если нет насыщения, то как ток может сильно превзойти предельную величину?

Все из за той же задержки 0.6-1.4мкс.
Она сказывается при увеличении скорости нарастания
тока, чем выше напряжение тем быстрее ток, тем больше
при задержке его максимальное значение.
Причем в зоне принятия решения стоимость ошибки по времени
наиболее высока, ток то максимальный.
Превышение от 1.6А до 2.4А

Хорошо, задам вопрос по-другому:
Если нет насыщения, то как ток может СИЛЬНО превзойти предельную величину?

[vm1]

[quote=Wise,Oct 17 2005, 22:21]
[quote=vm1,Oct 17 2005, 18:48]

"кондер в обрыве" - прелестно. Но почему импульс был 25 В , а не 15-16 В? Как питался контроллер от не интегрированных "иголок"?

[/quote]

Импульс на обмотке был тонкий, высотой около 28 вольт,
обусловленный только паразитными связями с первичной обмоткой,
поскольку за диодом предполагалась емкость а тестер на
этой емкости врал из за иголок, показывал что то похожее,
я не мог предположить что на самом деле на кондере пусто.
через кренку коечто долетало до выходного кондера
и контроллер работал. Добавив тиристор я получил ожидаемый
результат останова контроллера, что еще больше закрепило меня
в заблужденном состоянии. У контроллера есть еще некоторая
подпитка от 300В и он мало потребляет.

[vm1]

[Если в паспорте указано что индуктивность измеряется
на 100кГц при амплитуде 0.25В это не значит что его
нельзя использовать при другом напряжении.
Ну приведен пример использования с Топом, ну и что?

Дело в том, что максимальная мощность правильно сделанного транса, если не считать потери, прямо пропорциональна частоте. Если уж Вы решили использовать его на 45 кГц, уменьшится и максимально допустимая вых. мощность в 2 раза, но макс. допустимый ток ключа увеличивать нельзя!

КЗ не опасно, потому что транс железка и он может только перегреться...

Ага, и сдохнуть при этом, предварительно замкнув первичку со вторичкой.

Континиус еше не устраивает тем что он есть не всегда
а только с некоторого уровня нагрузки.
при переходе в континиус есть момент изменения коэфициента
передачи от ОС к текущему току.

Не очевидно, над этим надо подумать.

И я не понимаю как континиус может понизить ток КЗ,
форма импульсов тока при КЗ одинакова для обоих вариантов.

Я не говорил, что континус понижает ток КЗ. Я еще не видел флая, который бы работал на КЗ в дисконте. С уважаемым Wise мы только говорили о величине пролета уставки.

резистор на 0.22 ома всегда проблема, светодиод сильно
зависит от температуры, а ему еще последовательно
нужен резистор, будет не меньше 2В.
эту проблему можно решить за 20 центов,
Маленький тиристор и два BC847C.

Ничего не понял.

Если нет насыщения, то как ток может сильно превзойти предельную величину?

Все из за той же задержки 0.6-1.4мкс.
Она сказывается при увеличении скорости нарастания
тока, чем выше напряжение тем быстрее ток, тем больше
при задержке его максимальное значение.
Причем в зоне принятия решения стоимость ошибки по времени
наиболее высока, ток то максимальный.
Превышение от 1.6А до 2.4А

Хорошо, задам вопрос по-другому:
Если нет насыщения, то как ток может СИЛЬНО превзойти предельную величину?

Мощность транса явно указана через ток
выходной обмотки это 2А перегрузочный 2.5А
если я повышу частоту в два раза
средний ток за полпериода в континиусе на первичке
при D=0.5 составит 2А*2/4.625=0.865А
пиковый 0.865А*1.5=1.3А
перегрузочный пиковый 1.62А

у меня по паспорту максимальный ток 1.5А
при дисконтиниусе на частоте в 2 раза меньше,
средний ток за полпериода на первичке
при D=0.5 составит 1.5А*2/4.625=0.649А
пиковый 0.649А*2=1.3А
перегрузочный пиковый 1.62А

Коэфициенты 2 и 1.5 я взял из геометрии
формы тока для одинаковой скорости его нарастания.

То есть применения эквивалентны по пиковому току.
Значит я ничего не нарушаю.

Добавьте к этому то что я буду работать от 100Vас
а в паспорте транса 85Vac.

Каким образом в кратковременном КЗ,
при присутствии, пусть и опаздывающего ограничения,
может выйти из строя трансформатор?
я же буду делать блокировку генерации.
Здесь надо за диод переживать.

Вопрос который обсуждается по теме это большой ток КЗ,
(+ мои заблуждения с ним связанные)
я подумал что Ваше предложение работать в континиусе его решает.
В любом случае, Вы очень помогли другими рекомендациями


Я устанавливаю при 120В перегрузочный,
или предельный или максимальный ток 1.6А
при 300В точка ограничения увеличивается до 2.4А
Он меняется так, я не знаю сильно это или нет.
Что Вы имеете ввиду?
Уверен это вызвано задержкой отсечки, о чем и писал выше.


Мне кожется я понял в чем проблема,
я, при 120В, устанавливаю ВЫХОДНОЙ ток 1.6А,
а он при 320В входа увеличивается до 2.4А,
потому что задержка 0.6мкс по ограничению тока работает
в зоне максимального тока, на узком треугольнике, около 3.5мкс
и приводит к завышению точки ограничения выходного тока.

Сообщение отредактировал vm1 - Oct 18 2005, 00:54

[vm1]

[quote=Wise,Oct 18 2005, 01:59]
[quote=vm1,Oct 18 2005, 01:32]
[quote=Wise,Oct 17 2005, 22:21]
[quote=vm1,Oct 17 2005, 18:48]


Импульс на обмотке был тонкий, высотой около 28 вольт,
обусловленный только паразитными связями с первичной обмоткой

Вот паразитная связь и интересна. Как это? Если индуктивная - так она полезная. Емкостная?
Что-то уважаемый Stanislav говорил о воздушных связях..

P.S. Иначе говоря, вопрос тот же. Какими путями выброс в начале обратного хода попадает во вторичные обмотки, если попадает? На основной обмотке его нет. Все обмотки, с точки зрения природы, равноправны. Откуда у Вас брался на обмотке питания импульс, уровнем больший, чем на основной?
Если заменить конденсатор исправным, импульс (выброс) пропадет. Значит, это, по сути, наводка через взаимоемкость обмоток? Но емкость эта не сильно велика, а от выброса все же питался контроллер..

[/quote]

Первичка летит быстро, с амплитудой около 500В,
наверно межобмоточная емкость.
Контроллер питался от более жесткой, нижней, легальной части.
Емкости хватало только на то чтобы тестер дурил.

[Stanislav]

Мощность транса явно указана через ток
выходной обмотки это 2А перегрузочный 2.5А
если я повышу  частоту в два раза
средний ток за полпериода в континиусе на первичке
при D=0.5 составит 2А*2/4.625=0.865А
пиковый 0.865А*1.5=1.3А
перегрузочный пиковый 1.62А
у меня по паспорту максимальный ток 1.5А
при дисконтиниусе на частоте в 2 раза меньше,
средний ток за полпериода на первичке
при D=0.5 составит 1.5А*2/4.625=0.649А
пиковый 0.649А*2=1.3А
перегрузочный пиковый 1.62А

Коэфициенты 2 и 1.5 я взял из геометрии
формы тока для одинаковой скорости его нарастания.

Да, Ваш расчет верен. Беда в другом. С континусом придется смириться - он неизбежно возникнет при низком напр. питания для данного транса - очень уж малО отраженное напряжение. Вследствие этого, закон регулирования все же придется изменить (если важна форма переходного процесса на выходе), сделав его чувствительным к режиму работы. Можно также взять транс на немного меньшее вых. напр-е, и включить его на 24, хотя я и не рекомендую Вам делать этого для ответственного устройства.

Каким образом в кратковременном КЗ,
при присутствии, пусть и опаздывающего ограничения,
может выйти из строя трансформатор?
я же буду делать блокировку генерации.
Здесь надо за диод переживать.

Ага, и за диод тоже.

Я устанавливаю при 120В перегрузочный,
или предельный или максимальный ток 1.6А
при 300В точка ограничения увеличивается до 2.4А
Он меняется так, я не знаю сильно это или нет.
Что Вы имеете ввиду?
Уверен это вызвано задержкой отсечки, о чем и писал выше.

Мне кожется я понял в чем проблема,
я, при 120В, устанавливаю ВЫХОДНОЙ ток 1.6А,
а он при 320В входа увеличивается до 2.4А,
потому что задержка 0.6мкс по ограничению тока работает
в зоне максимального тока, на узком треугольнике, около 3.5мкс
и приводит к завышению точки ограничения выходного тока.

А Вы посчитайте - такая величина прибавки тока никак не вытанцовывается. У меня получилась разница токов значительно меньше. Все-таки все признаки насыщения имеют место быть...
Есть мысль - спасибо бессоннице. Вместо того, чтобы продолжать бесплодную борьбу с уменьшением времени задержки срабатывания защиты, предлагаю его... учесть. Сначала, подключив высокоомный резистор одним концом к входному напр-ю, а другим - к выводу CS, переключив правый конец резистора R3 с REF на GNDM и подбирая их номиналы (считать лень, хотя расчет не сложен), добиваемся равенства токов при КЗ при U=Umin и U=Umax. Далее, меняя номинал R3, устанавливаем макс. ток 1,8 А. И это всё!!!

З.Ы. Вообще-то идеально иметь на 120 В 1,8 А, а на 320 В - 1,6 А, но при условии 100 кГц континуса! Для перехода 45 кГц дисконт на 320 -> континус на 120 токи нужно пересчитать, исходя из геометрии импульсов.
З.З.Ы. Запас по мощности БП в 1,25-1,5 раза еще никому не помешал. Особенно если оборудование ответственное. Хотя при 100 кГц динамический нагрев такого исторического ПТ тоже увеличится...

[vm1]

Мощность транса явно указана через ток
выходной обмотки это 2А перегрузочный 2.5А
если я повышу  частоту в два раза
средний ток за полпериода в континиусе на первичке
при D=0.5 составит 2А*2/4.625=0.865А
пиковый 0.865А*1.5=1.3А
перегрузочный пиковый 1.62А
у меня по паспорту максимальный ток 1.5А
при дисконтиниусе на частоте в 2 раза меньше,
средний ток за полпериода на первичке
при D=0.5 составит 1.5А*2/4.625=0.649А
пиковый 0.649А*2=1.3А
перегрузочный пиковый 1.62А

Коэфициенты 2 и 1.5 я взял из геометрии
формы тока для одинаковой скорости его нарастания.

Да, Ваш расчет верен. Беда в другом. С континусом придется смириться - он неизбежно возникнет при низком напр.

Частота подобрана таким образом что при
низком напряжении вступает в силу ограничение по D=0.5
и континиуса не наступает, например при соответствующей
нагрузке, при +100 входа
я сейчас наблюдаю на выходе 2.4А при 18В,
континиуса нет.

...питания для данного транса - очень уж малО отраженное напряжение. Вследствие этого, закон регулирования все же придется изменить (если важна форма переходного процесса на выходе), сделав его чувствительным к режиму работы.Можно также взять транс на немного меньшее вых. напр-е, и включить его на 24, хотя я и не рекомендую Вам делать этого для ответственного устройства.

У него отражение как мне надо, лучше не заказать.
см. ранее, это уже обсуждалось с Wise.

Каким образом в кратковременном КЗ,
при присутствии, пусть и опаздывающего ограничения,
может выйти из строя трансформатор?
я же буду делать блокировку генерации.
Здесь надо за диод переживать.

Ага, и за диод тоже.

Вы таки и не объяснили каким образом

Я устанавливаю при 120В перегрузочный,
или предельный или максимальный ток 1.6А
при 300В точка ограничения увеличивается до 2.4А
Он меняется так, я не знаю сильно это или нет.
Что Вы имеете ввиду?
Уверен это вызвано задержкой отсечки, о чем и писал выше.

Мне кожется я понял в чем проблема,
я, при 120В, устанавливаю ВЫХОДНОЙ ток 1.6А,
а он при 320В входа увеличивается до 2.4А,
потому что задержка 0.6мкс по ограничению тока работает
в зоне максимального тока, на узком треугольнике, около 3.5мкс
и приводит к завышению точки ограничения выходного тока.

А Вы посчитайте - такая величина прибавки тока никак не вытанцовывается. У меня получилась разница токов значительно меньше. Все-таки все признаки насыщения имеют место быть...

при входе 120В ширина импульса около 10мкс
при входе 320мкс ширина импульса около 3.5мкс

при среднем токе выхода 1.6А,
средний ток первички за 10мкс 1.6А/4.625=0.7А
пиковый 1.4А
при среднем токе выхода 2.4А,
средний ток первички за 3.5мкс 2.4А/4.625=1А,
пиковый 2А

разница площадей или средних токов составляет 0.3А
Разумно предположить что она приходится на ошибку по времени
прикинем соответствуеще этой разнице время ошибки для пикового
тока около 2А,
при ширине треугольника 3.5мкс
и ошибка среднего тока 0.3А, по геометри,
соответствует времени ошибки 600нс.
Что очень похоже на правду,
если точнее, то 0.3А это разница между токами двух временных
ошибок при 120В и 320В.

Есть мысль - спасибо бессоннице. Вместо того, чтобы продолжать бесплодную борьбу с уменьшением времени задержки срабатывания защиты, предлагаю его... учесть. Сначала, подключив высокоомный резистор одним концом к входному напр-ю, а другим - к выводу CS, переключив правый конец резистора R3 с REF на GNDM и подбирая их номиналы (считать лень, хотя расчет не сложен), добиваемся равенства токов при КЗ при U=Umin и U=Umax. Далее, меняя номинал R3, устанавливаем макс. ток 1,8 А. И это всё!!!

Да я это имею в старом блоке, и предлагал использовать Wise.
только еще стабилитрон нужен, см.:
http://forum.electronix.ru/index.php?showtopic=7674&st=15#
топик 18

З.Ы. Вообще-то идеально иметь на 120 В 1,8 А, а на 320 В - 1,6 А, но при условии 100 кГц континуса! Для перехода 45 кГц дисконт на 320 -> континус на 120 токи нужно пересчитать, исходя из геометрии импульсов.
З.З.Ы. Запас по мощности БП в 1,25-1,5 раза еще никому не помешал. Особенно если оборудование ответственное. Хотя при 100 кГц динамический нагрев такого исторического ПТ тоже увеличится...

Ну, запасы и у них при 2А предполагаются,
реально транс обладает очень блоьшим запасом, в
моей схеме он прилично работает на 50W/

[Stanislav]

 
Хочется обсудить как должен вести себя реальный FLY при КЗ.
(Буду так назавать обмотки : входная (90-220V), выходная (24V 1.8А)
и питания PWM. Режим по току-дисконт. Контроллер 50%.

...

Частота подобрана таким образом что при
низком напряжении вступает в силу ограничение по D=0.5
и континиуса не наступает, например при соответствующей
нагрузке,  при +100 входа
я сейчас наблюдаю на выходе 2.4А при  18В,
континиуса нет.

Так какое напряжение Вам все-таки нужно: 24 В или 18 В? Еще ряд положений:

В ход в режим стабилизации мощности
почему то зависит от напряжения питания.
если при 120В выставить 1.6А (ограничения D=0.5 еще нет)
на 300В будет 2.4А.
Вообще то уставка должна сохранятся.

Далее:

Все из за той же задержки 0.6-1.4мкс.
Она сказывается при увеличении скорости нарастания
тока, чем выше напряжение тем быстрее ток, тем больше
при задержке его максимальное значение.
Причем в зоне принятия решения стоимость ошибки по времени
наиболее высока, ток то максимальный.
Превышение от 1.6А до 2.4А

Значит, дельта тока в первичке при КЗ на выходе составляет 2,4-1,6=0,8А
Если это так, при КЗ на 300В имеет место насыщение (дельта тока велика по сравнению с расчетной).

 

Каким образом в кратковременном КЗ,
при присутствии, пусть и опаздывающего ограничения,
может выйти из строя трансформатор?
я же буду делать блокировку генерации.
Здесь надо за диод переживать.

Ага, и за диод тоже.

Вы таки и не объяснили каким образом

Хорошо, объясню. Нагрузите при 320 В входа БП током 4А. Напряжение на выходе будет держаться, но минут через 15 трансу кердык. При 70-ти град. для выхода БП из строя потребуется минут 5.

при входе 120В ширина импульса около 10мкс
при входе 320мкс ширина импульса около 3.5мкс

при среднем токе выхода 1.6А,
средний ток первички за 10мкс  1.6А/4.625=0.7А
пиковый 1.4А
при среднем токе выхода 2.4А,
средний ток первички за 3.5мкс 2.4А/4.625=1А,
пиковый 2А

Простите, но, по-моему, мы говорили о работе в режиме КЗ.

разница площадей или средних токов составляет 0.3А
Разумно предположить что она приходится на ошибку по времени
прикинем соответствуеще этой разнице время ошибки  для пикового
тока около 2А,
при ширине треугольника 3.5мкс
и ошибка среднего тока 0.3А, по геометри,
соответствует времени ошибки 600нс.
Что очень похоже на правду,
если точнее, то 0.3А это разница между токами двух временных
ошибок при 120В и 320В.

Почему 0,3 А? По-моему, 2,4-1,6=0,8. И при чем здесь средний ток? Энергия первички определяется пиковымтоком. А изменение задержки на RC цепи дает лишь поправку к общей картине.

Ну, запасы и у них при 2А предполагаются,
реально транс обладает очень блоьшим запасом, в
моей схеме он прилично работает на 50W/

Да, действительно на 120 В и континуса не наступает, и 50 Вт получается. При этом ток должен быть где-то 1,8-1,9 А

[vm1]

Хочется обсудить как должен вести себя реальный FLY при КЗ.
(Буду так назавать обмотки : входная (90-220V), выходная (24V 1.8А)
и питания PWM. Режим по току-дисконт. Контроллер 50%.

...
Было Ваше утверждение:

Да, Ваш расчет верен. Беда в другом. С континусом придется смириться - он неизбежно возникнет при низком напр.

Я ответил:

Частота подобрана таким образом что при
низком напряжении вступает в силу ограничение по D=0.5
и континиуса не наступает, например при соответствующей
нагрузке, при +100 входа
я сейчас наблюдаю на выходе 2.4А при 18В,
континиуса нет.

Так какое напряжение Вам все-таки нужно: 24 В или 18 В? Еще ряд положений:

В этом ответе я показал что континиуса нет,
и привел пример с низким напряжением и перегрузкой.
18В на выходе должно было вам показать
что ограничение по D=0.5 работает, так как в нормальном режиме блок выдает 24В.
Если бы ограничения не было блок работал бы в континиусе и выдавал 24В
На 100В он это еще может.

В ход в режим стабилизации мощности
почему то зависит от напряжения питания.
если при 120В выставить 1.6А (ограничения D=0.5 еще нет)
на 300В будет 2.4А.
Вообще то уставка должна сохранятся.

Далее:

Все из за той же задержки 0.6-1.4мкс.
Она сказывается при увеличении скорости нарастания
тока, чем выше напряжение тем быстрее ток, тем больше
при задержке его максимальное значение.
Причем в зоне принятия решения стоимость ошибки по времени
наиболее высока, ток то максимальный.
Превышение от 1.6А до 2.4А

Значит, дельта тока в первичке при КЗ на выходе составляет 2,4-1,6=0,8А
Если это так, при КЗ на 300В имеет место насыщение (дельта тока велика по сравнению с расчетной).

Я уже сообщал Вам что настраиваю ток 1.6А не на первичке а на ВТОРИЧКЕ,
это точка мягкого перехода в ограничение мощности, когда при дальнейшем уменьшении
сопротивления нагрузки ток на выходе не растет, а напряжение уменьшается.
эта точка зависит от входного напряжения, на мой взгляд из за задержек
от датчика тока до закрытиия ключа.
Здесь нет КЗ.Но причина таже, задержка.
Вы еще справедливо предложили компенсировать это завышение резисторм от
входного напряжения на Isen. см. топик 81
Расчет об этой задержке приведен Вами ниже.

Каким образом в кратковременном КЗ,
при присутствии, пусть и опаздывающего ограничения,
может выйти из строя трансформатор?
я же буду делать блокировку генерации.
Здесь надо за диод переживать.

Ага, и за диод тоже.

Вы таки и не объяснили каким образом

Хорошо, объясню. Нагрузите при 320 В входа БП током 4А. Напряжение на выходе будет держаться, но минут через 15 трансу кердык. При 70-ти град. для выхода БП из строя потребуется минут 5.

я же буду делать блокировку генерации.
Она останавливает преобразование почти моментально 1-10мс,
потом 0.5-1 секунда пауза до перезапуска, транс будет холоднее чем при минимальной нагрузке,
Вы же сами такую цепь делали, через оптрон.

А здесь тот самый расчет мягкого входа в ограничение:

при входе 120В ширина импульса около 10мкс
при входе 320мкс ширина импульса около 3.5мкс

при среднем токе выхода 1.6А,
средний ток первички за 10мкс 1.6А/4.625=0.7А
пиковый 1.4А
при среднем токе выхода 2.4А,
средний ток первички за 3.5мкс 2.4А/4.625=1А,
пиковый 2А

Простите, но, по-моему, мы говорили о работе в режиме КЗ.

разница площадей или средних токов составляет 0.3А
Разумно предположить что она приходится на ошибку по времени
прикинем соответствуеще этой разнице время ошибки для пикового
тока около 2А,
при ширине треугольника 3.5мкс
и ошибка среднего тока 0.3А, по геометри,
соответствует времени ошибки 600нс.
Что очень похоже на правду,
если точнее, то 0.3А это разница между токами двух временных
ошибок при 120В и 320В.

Почему 0,3 А? По-моему, 2,4-1,6=0,8. И при чем здесь средний ток? Энергия первички определяется пиковымтоком. А изменение задержки на RC цепи дает лишь поправку к общей картине.

Потому что для первички 1-0.7=0.3А.
Средний ток во вторичке 1.6А через витки соответствует среднему току в первичке 0.7А,
через треугольник 10мкс соответствует пиковому 1.4А.
и аналогично про 2.4А....
Все написано.
показано что задержка в 600нс в зоне принятия решения, в зоне пикового тока 2А
вызывает добавку к среднему току первички добавку в 0.3А.
Тоесть пытаюсь объяснить что зависимость тока от задержки очевидна и достаточно сильна.

Ну, запасы и у них при 2А предполагаются,
реально транс обладает очень блоьшим запасом, в
моей схеме он прилично работает на 50W/

Да, действительно на 120 В и континуса не наступает, и 50 Вт получается. При этом ток должен быть где-то 1,8-1,9 А

На 100В тоже, действует ограничение скважности 0.5
Очень тяжело квоты разставлять...Опять не получилось попробую поправить..
я отчаялся их выправить.

[Stanislav]

Я уже сообщал Вам что настраиваю ток 1.6А не на первичке а на ВТОРИЧКЕ...

Простите, а в каком посте? Ведь мы говорили о КЗ (см. название темы) , при этом Вы приводили значения токов вторички. Логично было предположить, что токи 1,6А и 2,4А относятся к первичке. Все непонятки - отсюда.

[vm1]

Я уже сообщал Вам что настраиваю ток 1.6А не на первичке а на ВТОРИЧКЕ...

Простите, а в каком посте? Ведь мы говорили о КЗ (см. название темы) , при этом Вы приводили значения токов вторички. Логично было предположить, что токи 1,6А и 2,4А относятся к первичке. Все непонятки - отсюда.

В 79 посте, внизу, в 3:00 с чем то.
Я же тоже не сразу догадался где мы заблудились
Да уж, наговорили мы здесь много...
осталось придумать цепь блокировки пребразования
При КЗ, и золотой ключик в кормане.
Я когда соеденю правильно те самые 2 транзистора и тиристор,
дам знать.

[Stanislav]

В 79 посте, внизу, в 3:00 с чем то.
Я же тоже не сразу догадался где мы заблудились
Да уж, наговорили мы здесь много...
осталось придумать цепь блокировки пребразования
При КЗ, и золотой ключик в кормане.
Я когда соеденю правильно те самые 2 транзистора и тиристор,
дам знать.

Ага, ясно. До 79-го было непонятно, и он "проскочил".
Действительно, разность токов первички при этом будет небольшой, и укладывается в расчет.
Даа, выяснили всю физику работы БП. Что полезно.
В общем, удачи!

[vm1]

Да, полезно.
До встречи!

P.S.Остальным посетителям хочется сказать,
что если Вы дочитали до конца этой темы,
то Вы очень упорны и любознательны.

[Stanislav]

Вот паразитная связь и интересна. Как это? Если индуктивная - так она полезная. Емкостная?
Что-то уважаемый Stanislav говорил о воздушных связях..

P.S. Иначе говоря, вопрос тот же. Какими путями выброс в начале обратного хода попадает во вторичные обмотки, если попадает? На основной обмотке его нет. Все обмотки, с точки зрения природы, равноправны. Откуда у Вас брался на обмотке питания импульс, уровнем больший, чем на основной?
Если заменить конденсатор исправным, импульс (выброс) пропадет. Значит, это, по сути, наводка через взаимоемкость обмоток? Но емкость эта не сильно велика, а от выброса все же питался контроллер..

Похоже, мы с Вами оба были введены в заблуждение: рассуждали о макс. токах первички (я) и об амплитуде первичной пилы (Вы), не подозревая, что vm1 имел в виду ток вторичной цепи, при которой начинается ограничение мощности, что совсем не соотносится с названием темы. Теперь, когда страсти улеглись, отвечу на Ваш (и Lonesome Wolf) вопрос.
Представим себе 2-х обмоточный (N1=N2=N - число витков) Ш - образный трансформатор, находящийся в глубоком насыщении. Для описания динамической картины его поведения предположим, что сердечник удален (это хорошо соотносится с реальностью, пока напряженность маг. поля внутри сердечника велика по сравнению с точкой входа в насыщение). Пусть одна обмотка находится над другой, через внутреннюю w1 (для определенности) пропущен ток I. При этом, если витки катушки намотаны достаточно плотно, магнитный поток через витки обмоток примерно одинаков и равен Ф1 и Ф2=Ф1-Фs для обмоток w1 и w2 соответственно. Здесь Фs - магнитный поток в межобмоточном зазоре, обусловленный замыканием части магнитного поля от торцов обмотки w1 через этот зазор, причем Фs=k*Ф1. При изменении тока через обмотку w1 в ней возникает ЭДС U1=N1*dФ1/dt. В обмотке же w2 ЭДС будет U2 = N2*dФ2/dt = N2*d(Ф1-kФ1)/dt = N2*(1-k)*d(Ф1)/dt. То есть, U2/U1 = N2/N1*(1-k) = 1-k. Но для идеального трансформатора U2/U1 = N2/N1 = 1. Это что касается нарушения "правила отношения витков" в трансе.
Предвижу вопрос: "Ну и что? Окуда все-таки берется выброс в обмотке питания флая, если ток через нее не течет?". Отвечаю: он течет. Так, как обмотка имеет емкость (собственную, на "землю", выходной цепи и др.) и несвязанную индуктивность, обусловленную маг. потоком в межобмоточном зазоре, получается колебательный контур, в котором в начале обратного хода возникают колебания, независимо от напряжения на первичке. Амплитуда этих колебаний в идеале (бесконечная скорость роста напряжения на первичке) примерно равна напряжению на обмотке до начала обратного хода. Другое дело, что нарастание напряжения на первичке происходит не мгновенно, а частота колебаний этого "контура" в большинстве случаев высока, что сильно ослабляет эффект, но дело здесь не в количестве, а в качестве. Иногда их можно увидеть даже после фиксации напряжения на первичке с помощью демпфера.
Рост напряжения на обмотке питания при насыщении транса объяснить куда легче: ток в обмотке резко возрастает, напряжение на демпфере растет, растет и амплитуда "основного" выброса в первичке и в обмотке питания. Но "дополнительный" также иногда нужно учитывать (в частности, если в демпфере стоит стабилитрон, то при входе транса в насыщение пиковое напряжение на питающей обмотке все-таки будет увеличено по сравнению с "нормальным" режимом, хотя на первичке оно останется неизменным).
Есть, конечно, и другие факторы (напр., емкостный выброс), но это уже не имеет отношения к данной теме.

[vm1]

Я с самого начала говорил о трех
точках работы FLY:
1.Холостой ход
2.максимальный ток блока, или точка начала перегрузки,
или точка перехода в режим ограничения мощности, где D=0.5
3.режим КЗ.
Каждый раз в объявляя в топике состояние о котором идет речь.

Единственный прокол, когда случайно совпал ток выхода
с пиковым током первички, но с первой непоняткм я догадался
и исправил ситуацию (топик 79), извините если что не так.

Поскольку мы пришли к выводу что завышение токов
в режимах КЗ и перегрузки в сильной степени связанно
с быстродействием токовой отсечки, и зарядом
транзистора.
Я хочу показать табличку транзисторов
которую составил когда их подбирал.
Может кому полезно будет.
Обратите внимание что заряд гейта и емкость у некоторых
фирм имеют различное соотношение.
Митсубиси вообще не дает заряда,
инфенион конечно лучший,
Фуджи дает диаграму в которой я пока не разобрался.
То есть формальный выбор не прост.


Добавил табличку, прошлый раз она не попала в архив.

Сообщение отредактировал vm1 - Oct 19 2005, 21:31

Прикрепленные файлы

 mosfet.rar ( 72.07 килобайт ) Кол-во скачиваний: 30

 

[vm1]

В первом топике я говорил что завышение питания PWM при КЗ
вижу на обоих трансформаторах,
Обманулся я только с буржуйским, так как был готов к этому явлению.
Вернулся к самопальному трансу, и наблюдаю объективно
завышение питания при КЗ.
Хочу показать экран глухого КЗ на котором вверху напряжение обмотки
питания а внизу датчик тока.

Сетка экрана:
время, сетка: 500нс
внизу: сетка 500мВ - датчик тока 0.32ом, заложено ограничение на 700мВ
вверху: сетка 20В - обмотка питания номиналом 14В

Наблюдается мощный выброс 300нс до 42В.
При подключении к питанию дополнительной нагрузки 470ом
выброс снижается всего до 38В
Видимо это связано с тем что транс имеет металический экран,
и обмотка питания близка к первичной и далека от вторичной.
Обмотка питания имеет различную степень связи с первичкой и выходной.

Эскизы прикрепленных изображений

 

[Stanislav]

В первом топике я говорил что завышение питания PWM при КЗ
вижу на обоих трансформаторах,
Сетка экрана:
время, сетка: 500нс
внизу: сетка 500мВ - датчик тока 0.32ом, заложено ограничение на 700мВ
вверху: сетка 20В - обмотка питания номиналом 14В

Наблюдается мощный выброс 300нс до 42В.
При подключении к питанию дополнительной нагрузки 470ом
выброс снижается всего до 38В
Видимо это связано с тем что транс имеет металический экран,
и обмотка питания близка к первичной и далека от вторичной.
Обмотка питания имеет различную степень связи с первичкой и выходной.

А на дэмпфере у Вас что? И вообще, на вторичке, первичке и входе токовой защиты PWM контроллера, с той же синхронизацией. Еще бы ток вторички померять, но нужен датчик.
Почему такой пролет уставки тока в первичке? По осцилограмме видно, что драйвер ПТ начинает его выключать при токе 1500мВ/0,32Ом=4,7А(!). Нужны параметры транса, а также входное напряжение БП для данных осциллограмм.
Ага. Очевиден континус. Форма тока - криволинейная. Скорость роста очень велика. Похоже на насыщение транса.
Еще похоже, что форма тока во вторичке носит колебательный характер, но это надо проверять.
Если можно, включите фильтрацию "мусора", но не очень сильно.

[vm1]

А на дэмпфере у Вас что? И вообще, на вторичке, первичке и входе токовой защиты PWM контроллера, с той же синхронизацией. Еще бы ток вторички померять, но нужен датчик.
Почему такой пролет уставки тока в первичке? По осцилограмме видно, что драйвер ПТ начинает его выключать при токе 1500мВ/0,32Ом=4,7А(!). Нужны  параметры транса, а также входное напряжение БП для данных осциллограмм.
Ага. Очевиден континус. Форма тока - криволинейная. Скорость роста очень велика. Похоже на насыщение транса.
Еще похоже, что форма тока во вторичке носит колебательный характер, но это надо проверять.
Если можно, включите фильтрацию "мусора", но не очень сильно.

Очевидно демпфер для режима КЗ слабый,
Прицепил схему старого блока в том виде как была на скопе.
Дорисовал виртуальную паразитную индуктивность,
Думаю из за нее этот выброс.
Причем солидной мощности.
Если посмотреть внимательней в графике тока 3 линии:
первая вертикальная -континиус, потом наклонная -заряд паразита,
а уже потом длинная кривая наклонная-черт знает что.
Провальчик перед концом -видимо ток драйвера
в гейте при закрытии транзистора.
Очевидно калебательный характер,
даже видно сдвиг фаз между током и напряжением.

Входное напряжение около +220В.
Параметры транса на работе.
Фильтация 20мГц включена другой нет
Форма напряжения на обмотке первички аналогична.
Ее шабер заряжается до 200-240В, при норме около 130
В трансе по виткам отраженное 100 или 110В, данные на работе.
Конструкция транса:
два слоя первички, потом питание PWM,
потом заземленный экран, потом два слоя вторички.
сердечник Epcos ETD29 ферит N67

Прикрепленные файлы

 pwiold.pdf ( 11.51 килобайт ) Кол-во скачиваний: 78

 

[Stanislav]

Конструкция транса:
два слоя первички, потом питание PWM,
потом заземленный экран, потом два слоя вторички.
сердечник Epcos ETD29  ферит N67

Нужны параметры транса. Этого не достаточно.

[Stanislav]

Если посмотреть внимательней в графике тока 3 линии:
первая вертикальная -континиус, потом наклонная -заряд паразита,
а уже потом длинная кривая наклонная-черт знает что.

Вы совершенно не правы.
Первая вертикальная - ток драйвера через емкость ЗИ.
Наклонная - нарастание тока в ПТ, активный режим.
Локальный максимум - суммарный ток драйвера и канала ПТ.
Локальный минимум - конец заряда затвора, прекращение тока драйвера.
Дальше идет небольшой участок с малым нарастанием - до насыщения.
Далее - насыщение. Из-за конструктивных особенностей Ш-образного сердечника оно возникает не во всем объёме сердечника сразу - это видно по нарастающей "параболической" форме тока.
Через 800 нс после начала цикла драйвер начинает выдавать запирающий ток.
Еще через 200нс начинается активный режим "тормозного" ПТ.
Полное запирание ПТ поисходит еще через 150-200 нс.
Дальнейшие колебания тока носят емкостный характер через емкость СИ.

[vm1]

Да, с кривой тока согласен.
Количество периодов колебания напряжения определяется цепью R1C1.
(вместо N47 по схеме, на самом деле N22)
При ее отключении количество периодов резко
возрастает и частота увеличивается.

В первичке 40витков 2х0.4мм
питание 7виков 0.4мм
основная изоляция
экран фольга медная 0.25мм
вторичка 12витков 2х0.7мм
каркас ETD29 феррит N67
индуктивность 600мкГ

Паразит которого я нарисовал, находится не там,
он на первичной стороне и он двойной,
а я ошибочно подумал что приведу его к вторичке.
Это две индуктивности, одна в обмотке питания другая в первичке,
имеют взаимодействие через несвязную с вторичкой область феррита,
и взаимодействуют как обмотки трансформатора.
Когда в первичке идет выброс тока, через паразитную часть
транса 40:7, он приводится к большему току в обмотке питания.

При шунтировании 20В TVS диодом с датчиком тока 1ом виден ток 1А.
Я так понял что все из за транса, его конструкции,
а именно из за того что вторичная обмотка расположена
далеко от близко расположенных обмоток первички и питания.
У становил тиристор так как это было в предидущем pdf.
Очень хорошо работает при завышении до 24В.
4мс перегрузка при КЗ потом 4 секунды пауза.
Начальный старт без проблем.

[Stanislav]

В первичке 40витков 2х0.4мм
питание 7виков 0.4мм
основная изоляция
экран фольга медная 0.25мм
вторичка 12витков 2х0.7мм
каркас ETD29 феррит N67
индуктивность 600мкГ

По первому впечатлению, мал зазор в трансе (кстати, каков он?). Из-за этого велико эффективное мю, и транс при расчетном или слегка превышающем его токе входит в насыщение.
Нужно увеличить зазор, компенсировав уменьшение индуктивности увеличением числа витков. Провод можно взять и потоньше, только трифиляр.
Фольгу бы я взял 0,05 мм.
Сердечник - типоразмер хороший, но постарайтесь найти N87.
Можно попробовать расположить обмотку питания поверх остальных.

Паразит которого я нарисовал, находится не там,
он на первичной стороне и он двойной,
а я ошибочно подумал что приведу его к вторичке.
Это две индуктивности, одна в обмотке питания другая в первичке,
имеют взаимодействие через несвязную с вторичкой область феррита,
и взаимодействуют  как обмотки трансформатора.
Когда в первичке идет выброс тока, через паразитную часть
транса  40:7, он приводится к большему току в обмотке питания.

Паразит есть и там, и там. Для описываемого явления более важен вот этот.

При шунтировании 20В TVS диодом с датчиком тока 1ом виден ток 1А.
Я так понял что все из за транса, его конструкции,
а именно из за того что вторичная обмотка расположена
далеко от близко расположенных обмоток первички и питания.

Это только усугубляет эффект.

У становил тиристор так как это было в предидущем pdf.
Очень хорошо работает при завышении до 24В.
4мс перегрузка при КЗ потом 4 секунды пауза.
Начальный старт без проблем.

Да, так и должно быть.
А при макс. нагрузке работает нормально?

[vm1]

Зазор в трансе 0.2мм, N67 Epcos больше не поставляет, N87 уже заказан.
При данных диаметрах получается ровно два слоя,
если брать тоньше будет 1.5, не имеет смысла.
Можно 0.2-0.25мм в три провода, но технологичность ухудшится.

Толщина фольги минимальна по госту искробезопасности,
для предохранителя 5А*1,7. Другие выбивает, иногда.
Поверх только в том случае когда вторичка в самом низу,
иначе 2 экрана.
Это и есть оснавная проблема - экран. Все из за него.

Не уверен, был ли понят, когда говорил от том что
ток первички, это ток колебательного контура
из ее паразитной индуктивности и C1+межвитковая,
трансформированный в обмотку питания через 40:7.

При максимальной нагрузке есть немного континиуса
поэтому хочу сделать немного меньше вторичку и питание.
А Вас не удивила пауза в 4 секунды?

[Stanislav]

Зазор в трансе 0.2мм, N67 Epcos больше не поставляет, N87 уже заказан.
При данных диаметрах получается ровно два слоя,
если брать тоньше будет 1.5, не имеет смысла.
Можно 0.2-0.25мм в три провода, но технологичность ухудшится.

Зазор явно мал. Индукция поля в сердечнике при таких параметрах транса и максимально допустимом токе составит близкую к предельной величину (посчитайте точно сами, я чисто по прикидке). При частоте в 45 кГц можно смело мотать первичку в один провод диаметром 0,5мм или чуть более (до равномерного заполнения 2-х слоев). Это только улучшит технологичность. Увеличьте суммарный зазор хотя бы до 0,5мм путем прокладывания бумаги между половинками сердечника, а намотку увеличьте до необходимого кол-ва, чтобы обеспечить желаемую индуктивность. У меня, например, для отслеживания толщины прокладки имеется микрометр, которым я измеряю высоту сердечника транса до и после установки прокладки. А вообще-то для Вашего транса нужно брать сердечник с зазором около 0,5 мм.
N87 только немного улучшит ситуацию, но для высоконадежной аппаратуры он, с моей точки зрения, почти обязателен.

Толщина фольги минимальна по госту искробезопасности,
для предохранителя 5А*1,7. Другие выбивает, иногда.
Поверх только в том случае когда вторичка в самом низу,
иначе 2 экрана.
Это и есть оснавная проблема - экран. Все из за него.

Понятно, значит у Вас экран - для безопасности. Тогда 2 предложения снимаются. Хотя прогар экрана в 0,05мм при таком предохранителе представляется нереальным.

Не уверен, был ли понят, когда говорил от том что
ток первички, это ток колебательного контура
из ее паразитной индуктивности и C1+межвитковая,
трансформированный в обмотку питания через 40:7.

Нет, понял Вас правильно. Но это обстоятельство не столь существенно, т.к. в Вашем трансе, в отличие от покупного, пиковый ток первички при КЗ составляет примерно 5,5А по графику!

При максимальной нагрузке есть немного континиуса
поэтому хочу сделать немного меньше вторичку и питание.

Попробуйте просто увеличить зазор. Вообще-то, нужно указывать вх. напряжение.

А Вас не удивила пауза в 4 секунды?

К сожалению (или к счастью), из-за необходимости исполнять свои служебные обязанности, нет времени дотошно разобраться в схеме с учетом параметров всех ее компонентов. Тем более, Вы не привели входное напряжение, при котором это имеет место быть. Конечно же, предположения есть.

ЗЫ.Похоже, эта тема перестала интересовать кого-либо, кроме нас с Вами (а жаль). Предлагаю перевести общение на личные ящики.

[SmartRed]

Да, с кривой тока согласен.
Количество периодов колебания напряжения определяется цепью R1C1.
(вместо N47 по схеме, на самом деле N22)
При ее отключении количество периодов резко
возрастает  и частота увеличивается.

В первичке 40витков 2х0.4мм
питание 7виков 0.4мм
основная изоляция
экран фольга медная 0.25мм
вторичка 12витков 2х0.7мм
каркас ETD29 феррит N67
индуктивность 600мкГ

Паразит которого я нарисовал, находится не там,
он на первичной стороне и он двойной,
а я ошибочно подумал что приведу его к вторичке.
Это две индуктивности, одна в обмотке питания другая в первичке,
имеют взаимодействие через несвязную с вторичкой область феррита,
и взаимодействуют  как обмотки трансформатора.
Когда в первичке идет выброс тока, через паразитную часть
транса  40:7, он приводится к большему току в обмотке питания.

При шунтировании 20В TVS диодом с датчиком тока 1ом виден ток 1А.
Я так понял что все из за транса, его конструкции,
а именно из за того что вторичная обмотка расположена
далеко от близко расположенных обмоток первички и питания.
У становил тиристор так как это было в предидущем pdf.
Очень хорошо работает при завышении до 24В.
4мс перегрузка при КЗ потом 4 секунды пауза.
Начальный старт без проблем.

Да, с конструкцией транса бардак.

Вы увеличили рассеяние внедрив между первичкой и вторичкой обмотку питания.
В результате связь между первичкой и вторичкой упала, а между первичкой и питанием возрасла.

Оптимальный вариант первый слой первички, вторичка в один слой, второй слой первички, обмотка питания.

Или при невозможности секционирования хотябы перетащить обмотку питания наверх поверх вторички.

Провод во вторичке у вас довольно толстый и похоже намотав вторичку в один слой и в один провод потери упадут( надо аккуратно посчитать), а заодно и рассеивание уменьшится.

Объясните мне пожалуйста популярно откуда у вас берется требование к обязательному наличию экрана между первичкой и вторичкой.
У вас БП второго класса ? Но тогда лучше подумать о двойной изоляции.
В природе я слышал есть специальные провода для этих целей.

Да, похоже Stanislav прав. Транс у вас насыщается. Я сейчас в FMDT прикинул
ваш случай. При 600uH, 40вит, 0.22мм 10% снижение индуктивности происходит при токе 1.25А, а при 2А уже 35%.

[vm1]

Да, пожалуй пора прекратить,
Все проблемы разобраны.
Это обсуждение было мне очень полезно.
Спасибо за взаимодействие.
Под давлением необходимости четко и логично,
фомулировать свои мысли,
голова начинает работать собраннее,
начинаешь яснее понимать суть предмета.
Я как будто защитил проект, а это для меня важно.
До встречи!

[mov]

Прошу извинения за офф-топ но хочется поблагодарить участвующих в обсуждении данного вопроса за детальное рассмотрение тонкостей работы SMPS. Ценная инф-ия для новичков в проектировании имп. ист-ков питания

[vm1]

Да, с конструкцией транса бардак.

Вы увеличили рассеяние внедрив между первичкой и вторичкой обмотку питания.
В результате связь между первичкой и вторичкой упала, а между первичкой и питанием возрасла.

Оптимальный вариант первый слой первички, вторичка в один слой, второй слой первички, обмотка питания.

Или при невозможности секционирования хотябы перетащить обмотку питания наверх поверх вторички.

Провод во вторичке у вас довольно толстый и похоже намотав вторичку в один слой и в один провод потери упадут( надо аккуратно посчитать), а заодно и рассеивание уменьшится.

Объясните мне пожалуйста популярно откуда у вас берется требование к обязательному наличию экрана между первичкой и вторичкой.
У вас БП второго класса ?  Но тогда лучше подумать о двойной изоляции.
В природе я слышал есть специальные провода для этих целей.

Да, похоже Stanislav прав. Транс у вас насыщается. Я сейчас в FMDT прикинул
ваш случай. При 600uH, 40вит, 0.22мм 10% снижение индуктивности происходит при токе 1.25А, а при 2А уже 35%.

Я вынужден ставить экран. Отсюда все проблемы.
Экраном должны разделятся первичка и питание от выходной обмотки.
Если перенести питание поверх вторички нужно делать еще второй экран.
С ухудшением связи приходится смирится, более того можно использовать ее
для останова преобразования при КЗ.

Блок максисмально оптимизирован по теплу.
Поэтому толшина завышена, да и в один слой все равно не поместить.

По ГОСТ Р 51330.10-99 стр. 28 допускаются три варианта трансформатора,
1.с твердой изоляцией толщиной 1мм для для U до 375В,
2.экран из фольги толшиной 0.3мм для предохранителя 5А и 0.25мм для 3А.
с двумя отводами заземления расчитаными на ток предохранителя *1.7.
3.или двойной проволочный экран с диаметром 1.4мм для 5А или 1.12мм для 3А.
видимо подразумевается что 1.- II-класс 2.3. - I-класс.

Да, транс сейчас оптимизируем.
У нас два блока обычный, пойдет с буржуйским трансом.
И искробезопасный с самопальным, там нужен экран.
Попытка вытащить 1.5А на блоке с экраном была вызвана
желанием их унифицировать.
Реально для исробезопасного блока достаточно иметь 1,15А.

А что у Вас 0.22мм, это щель или диаметр проводников.
А что такое FMDT? Я бы тоже хотел посчитать.

P.S. Спасибо mov, я уже начал побаиваться что нас обругают за эти разборки.

[Stanislav]

А если мотать так: вторичка, экран, первичка, питание? Связь первички со вторичкой будет все-таки лучше.

[vm1]

А если мотать так: вторичка, экран, первичка, питание? Связь первички со вторичкой будет все-таки лучше.

Оснавная проблема в том что удалена щунтирующая
выходная обмотка, думаю большой разницы не будет.
В первичке останется тот же ток обратного хода
и он трансформируется в обмотку питания.
см. схемку.
Щель увеличил до 0.4мм насыщение пропало,
вершина тока при КЗ плоская,
эффект завышения снизился с 47В до 30В.
Остальные параметры сохранились в норме.

Прикрепленные файлы

 trans.pdf ( 4.05 килобайт ) Кол-во скачиваний: 60

 

[Stanislav]

А если мотать так: вторичка, экран, первичка, питание? Связь первички со вторичкой будет все-таки лучше.

Оснавная проблема в том что удалена щунтирующая
выходная обмотка, думаю большой разницы не будет.
В первичке останется тот же ток обратного хода
и он трансформируется в обмотку питания.
см. схемку.
Щель увеличил до 0.4мм насыщение пропало,
вершина тока при КЗ плоская,
эффект завышения снизился с 47В до 30В.
Остальные параметры сохранились в норме.

Воюете в правильном направлении. Я бы еще увеличил суммарный зазор до 0,5-0,6мм. При такой частоте можно смело мотать и первичку, и вторичку в один провод и в один слой, как справедливо указывает SmartRed (sorry, SmartRed, я предложил то же, что и Вы предлагали ранее, при прочтении "не дошло" из-за сленга). Общий принцип таков: нужно делать критичные обмотки так, чтобы их индуктивность без сердечника была минимальной. Лишние потери в демпфере и рост напр-я питания PWM Вам ни к чему.
Отраженное напряжение я бы немного увеличил для гарантирования режима прерывистых токов во всем диапазоне напряжений питания с учетом просада напряжения на входном кондере.
Эквивалентная схема транса не совсем полнА, но отражает суть явления. В покупном трансе при токе первички 2,4 А был бы тот же эффект.
Не понимаю, почему Вам не нравится ТОП? Посмотрите TOP249, TOP250. Как в них могут быть бОльшие, чем в Вашей схеме, потери? Они имеют силовым ключом высококачественный ПТ, который даже при 130 кГц будет греться меньше, чем Ваш мастодонт. -40 - +135 корпуса держит, и, что немаловажно,имеет защиту по температуре. Нога стока отстоит от остальных далеко.

[vm1]

Воюете в правильном направлении. Я бы еще увеличил суммарный зазор до 0,5-0,6мм. При такой частоте можно смело мотать и первичку, и вторичку в один провод и в один слой, как справедливо указывает SmartRed (sorry, SmartRed, я предложил то же, что и Вы предлагали ранее, при прочтении "не дошло" из-за сленга). Общий принцип таков: нужно делать критичные обмотки так, чтобы их индуктивность без сердечника была минимальной. Лишние потери в демпфере и рост напр-я питания PWM Вам ни к чему.
Отраженное напряжение я бы немного увеличил для гарантирования режима прерывистых токов во всем диапазоне напряжений питания с учетом просада напряжения на входном кондере.
Эквивалентная схема транса не совсем полнА, но отражает суть явления. В покупном трансе при токе первички 2,4 А был бы тот же эффект.
Не понимаю, почему Вам не нравится ТОП? Посмотрите TOP249, TOP250. Как в них могут быть бОльшие, чем в Вашей схеме, потери? Они имеют силовым ключом высококачественный ПТ, который даже при 130 кГц будет греться меньше, чем Ваш мастодонт. -40 - +135 корпуса держит, и, что немаловажно,имеет защиту по температуре. Нога стока отстоит от остальных далеко.

Зазор 0.4 в трансах "родной", в ферите,
и его специально расширять не хотелось бы
Когда считал транс пользовался программой от Power Int,
она строго рекомендовала делать обмотки в несколько проводов.
Я поверил но сделал меньше - 2. Тогда опыта не было.
Обмотка в один слой или не влезет или провод будет тонкий.
По поводу Топа, ответ у меня банальный,
нет времени сейчас на эксперементы,
и нет уверенности что с ним смогу решить все проблемы
от ХХ до КЗ с "бардачным" трансом + мин.реакция на скачки.
Года 3 назад смотрел трехногие Топы, решил не применять.
Сейчас есть лучше, согласен, надо опять посмотреть, но некогда.
У меня еще 120 изделий, постоянно надо что то переделывать.
то микросхема не выпускается то различные условия меняются.
Эти блоки лет 5 делались, все было нормально пока экран не ввели.
Для них 2500 плат комплектуется я могу только транс
намотать как надо и номиналы менять.
Слава Богу, с ним разобрались.
Новый уже должен закончить, а то старых еще пару штук закажут.
Это у меня пока единственный АС блок питания. Есть еще всякие DC/DC.
Сейчас запустил 12Вт DC/DC 300кГц трансом на EPLT18 с обмоткой на
4 слойке в контроллере на АРМ9200,
ему надо PWM получше подобрать.
Но это отдельная тема.
Работы много а меня мало.

[SmartRed]

Я вынужден ставить экран. Отсюда все проблемы.
Экраном должны разделятся первичка и питание от выходной обмотки.
Если перенести питание поверх вторички нужно делать еще второй экран.
С ухудшением связи приходится смирится, более того можно использовать ее
для останова преобразования при КЗ.

Блок максисмально оптимизирован по теплу.
Поэтому толшина завышена, да и в один слой все равно не поместить.

По ГОСТ Р 51330.10-99 стр. 28 допускаются три варианта трансформатора,
1.с твердой изоляцией толщиной 1мм для для U до 375В,
2.экран из фольги толшиной 0.3мм  для предохранителя 5А и 0.25мм для 3А.
с двумя отводами заземления расчитаными на ток предохранителя *1.7.
3.или двойной проволочный экран с диаметром 1.4мм для 5А или 1.12мм для 3А.
видимо подразумевается что 1.- II-класс  2.3. - I-класс.

Да, транс сейчас оптимизируем.
У нас два блока обычный, пойдет с буржуйским трансом.
И искробезопасный с самопальным, там нужен экран.
Попытка вытащить 1.5А на блоке с экраном была вызвана
желанием их унифицировать.
Реально для исробезопасного блока достаточно иметь 1,15А.

А что у Вас 0.22мм, это щель или диаметр проводников.
А что такое FMDT? Я бы тоже хотел посчитать.

P.S. Спасибо mov, я уже начал побаиваться что нас обругают за эти разборки.

Почитал я ГОСТ этот, действительно засада с трансформатором.
Кроме экрана надо 10мм по поверхности между первичкой и вторичкой и обязательная пропитка.

0.22 мм это зазор в сердечнике.

FMDTэто Ferrite Magnetic Design Tool, База данных от EPCOS по ферритам, с помощью которой можно и кое чего посчитать

Я с помощью FMDT прикинул сопротивление вашей вторички при намотке

1) в два провода два слоя Rac = 5.3*Rdc
2) в один провод один слой Rac = 1.67*Rdc
провод 0.7, 45кГц
если учесть, что во втором случае Rdc больше в 2 раза,
получим выигрыш 1.59 второго варианта над первым.

[vm1]

Почитал я ГОСТ этот, действительно засада с трансформатором.
Кроме экрана надо 10мм по поверхности между первичкой и вторичкой и обязательная пропитка.

0.22 мм это зазор в сердечнике.

FMDTэто Ferrite Magnetic Design Tool, База данных от EPCOS по ферритам, с помощью которой можно и кое чего посчитать

Я с помощью FMDT прикинул сопротивление вашей вторички при намотке

1) в два провода  два слоя        Rac = 5.3*Rdc
2) в один провод один слой      Rac = 1.67*Rdc
провод 0.7, 45кГц
если учесть, что во втором случае Rdc больше в 2 раза,
получим выигрыш 1.59 второго варианта над первым.

Спасибо за сылку,
постоянно пользуюсь этим сайтом а FMDT не замечал.
Буду пересчитывать транс.

Еще раз большое спасибо всем участникам!
До встречи!

[vlvl@ukr.net]

Меня хватило до 5 ст

А как на счет такой идеи  P_CAD_EDA____Sheet1_.pdf ( 41.31 килобайт ) Кол-во скачиваний: 168

VT2 блокирует питание ИМС по появлению VREF, VT3 откл ИМС по превышению
ну скажем порога 20В.
В этом случае БП попросту будет "чихать" в режиме КЗ да и при любом скачке на ноге питания ИМС.
Я лично работаю в режиме VT2, VT4 и меня это вполне устраивает. Однако в случае КЗ действительно подскакивает напряжение питания, что физически вполне обосновано и с этой проблемой конечно же нужно бороться.

[vm1]

Меня хватило до 5 ст 

А как на счет такой идеи   P_CAD_EDA____Sheet1_.pdf ( 41.31 килобайт ) Кол-во скачиваний: 168

VT2 блокирует питание ИМС по появлению VREF, VT3 откл ИМС по превышению
ну скажем порога 20В.
В этом случае БП попросту будет "чихать" в режиме КЗ да и при любом скачке  на ноге питания ИМС.
Я лично работаю в режиме  VT2, VT4 и меня это вполне устраивает. Однако в случае КЗ действительно подскакивает напряжение питания, что физически вполне обосновано и с этой проблемой конечно же нужно бороться.

Если я понял правильно, VT2 отключает ток начального
старта для снижения тепла на R18-19.
Данную задачу можно реализовать и без VT2, VT3, на одном VT4
или на двух обычных биполярных BC847 BC857.

VT3 не работает, так как при 20В и выше уже открыт VT2 и ток отключен.
В этой схеме он вообще лишний.
VT3, также в принципе не может отключить питание ИМС
через диод VD5, а требуется именно это.

[vlvl@ukr.net]

VT3 не работает, так как при 20В и выше уже открыт VT2 и ток отключен.
В этой схеме он вообще лишний.
VT3, также в принципе не может отключить питание ИМС
через диод VD5, а требуется именно это.

Помоему VT2 должен работать в режиме рестарта всегда, по закону гистерезиса ИМС. Как бы там нибыло пара VT2 - VT4 достаточно четко отработана и ее необходимисть обоснована уходом параметров на высоких температурах.
Что касательно VT3, ведь сли заблокировать начальный старт после запуска ИМС она перейдет в режим рестарта, а этим по моей задумке и должен заниматься VT3. Может я в чемто и не прав, но это только идея.

[vm1]

VT3 не работает, так как при 20В и выше уже открыт VT2 и ток отключен.
В этой схеме он вообще лишний.
VT3, также в принципе не может отключить питание ИМС
через диод VD5, а требуется именно это.

Помоему VT2 должен работать в режиме рестарта всегда, по закону гистерезиса ИМС. Как бы там нибыло пара VT2 - VT4 достаточно четко отработана и ее необходимисть обоснована уходом параметров на высоких температурах.
Что касательно VT3, ведь сли заблокировать начальный старт после запуска ИМС она перейдет в режим рестарта, а этим по моей задумке и должен заниматься VT3. Может я в чемто и не прав, но это только идея.

Я писал что VT3 не работает, а VT2 можно выкинуть
если внести изменения в схему.

VT2 открывается с помощью REF при старте и выключает VT4.
Если VT2 открыт что может сделать своим открытием или закрытием VT3?
Если VT2 закрыт, значит нет REF, значит напряжение низкое,
а раз низкое то VT3 тоже закрыт.
VT3 никак не влияет на работу схемы.

Контроллер питается от своей обмотки и это питание ни чем не отключается.

VT2 тоже можно выкинуть если сделать на VT4 линейный стабилизатор
на напряжение ниже чем напряжение питания от обмотки питания контроллера
но выше гистерезиса, тогда, при старте, напряжение питания чуть повысится
и потребления через VT4 автоматом не будет.

Если заблокировать начальный старт контроллер
будет продолжать работать от своей обмотки.