Проблема с ПСС в синтезаторе сантиметрового диапазона, Проблема со spur в синтезаторе сантиметрового диапазона Опции

[Master_MW]

Доброго времени суток, уважаемые коллеги. Проблема состоит в следующем. Стояла задача разработать синтезатор частот диапазона 7800-8200 МГц с шагом сетки 1 МГц. Была выбрана схема устройства, отображенная в файле 1.jpg. Фазовый шум у системы в целом оказался довольно неплох (Screen_1.png). Проблема в появлении спуров при изменении частоты DDS, причем их величина особенно велика при частоте DDS 95-105 МГц.(Screen_2.png,Screen_3.png,Screen_4.png), притом спуры DDS на соответствующих расстройках ниже несущей на 95 - 100 дБ, усиливаться они должны в данной схеме на 18 дБ (20*log(8)). Вместе с тем при некоторых значениях частоты DDS величина спуров вполне приемлема (Screen_7.png,Screen_9.png). Может, кто подскажет, в чем дело и какие изменения на до внести в структурную схему, дабы сей эффект исчез ? При недостатке данных остальные необходимые измерения и данные я выложу.Возможно, я не понимаю чего-то элементарного....

Эскизы прикрепленных изображений

 

[khach]

Может, кто подскажет, в чем дело и какие изменения на до внести в структурную схему, дабы сей эффект исчез ?

Добрый день! Спасибо за отличную иллюстрацию проблем, обсуждаемых в соседней ветке (симметричное относительно центрального тона "многоушие бетмена" на сленге) . Ваша проблема состоит в том, что спур ДДСа в определенных частотных диапазонах попадает в полосу пропускания ФНЧ1 (по блок-схеме). Решения красивого этой проблемы нет. Если есть время на перепрограммирование петли, то делают смену опорной частоты ДДС так, чтобы уйти от спуров. В Вашем случае достаточно перепрограммировать ФД2 на пару десятков мегагерц в сторону и пересчитать регистры ДДСа в соответствии с новой опорной частотой.
Более продвинутые техники пока находятся в стадии разработки и горячего обсуждения (квадратурный смеситель СМ, манипуляция фазой ДДСа синхронно со сменой фазы опоры ФД основной петли зачистка ДДС от спуров с помощью дополнительного VCO с петлей фапч с низкими коэффициентами пересчета типа 1к2 и другое экзотические методы)

[Sergey Beltchico...]

Доброго времени суток, уважаемые коллеги. Проблема состоит в следующем. Стояла задача разработать синтезатор частот диапазона 7800-8200 МГц с шагом сетки 1 МГц. Была выбрана схема устройства, отображенная в файле 1.jpg. Фазовый шум у системы в целом оказался довольно неплох (Screen_1.png). Проблема в появлении спуров при изменении частоты DDS, причем их величина особенно велика при частоте DDS 95-105 МГц.(Screen_2.png,Screen_3.png,Screen_4.png), притом спуры DDS на соответствующих расстройках ниже несущей на 95 - 100 дБ, усиливаться они должны в данной схеме на 18 дБ (20*log(8)). Вместе с тем при некоторых значениях частоты DDS величина спуров вполне приемлема (Screen_7.png,Screen_9.png). Может, кто подскажет, в чем дело и какие изменения на до внести в структурную схему, дабы сей эффект исчез ? При недостатке данных остальные необходимые измерения и данные я выложу.Возможно, я не понимаю чего-то элементарного....

Не факт, что это спуры DDS. Более вероятно, что это спуры, полученные в смесителе в результате преобразования вверх DDS, недофильтрованные и умноженные на 20lg (9). В Вашем случае я бы выбросил смеситель, а DDS использовал бы на высоких частотах 410-431 МГц. Для подавления спуров использовал бы дополнительный ГУН (например, http://www.synergymwave.com/products/1/ds/MFC4151-12.pdf), захватываемый DDS с петлей порядка 200 кГц. Таким образом, на 20lg (19) умножались бы только спуры в полосе 200кГц.

[khach]

Не факт, что это спуры DDS.

В принципе согласен. Для точной идентификации природы спуров желательно использовать три анализатора спектра- один стоит на выходе ДДС, второй смотрит за выходным сигналом синтезатора и третий- НЧ софтветрный (звуковая карта компьютера)- смотрит за спектром после ФНЧ основной петли синтезатора. Свипируем частоту синтезатора с помощью ддс и наблюдаем за спурами. Обычно это выглядит так- спур ддс приблизился к основному тону, попал в полосу ФНЧ, спектр на выходе синтезатора начал эволюционировать в крыльях фазовых шумов ("махать" ими, вылезли зеркальные отражения спура от основного тона , комбинашки итд), одновременно спуры появились на НЧ анализаторе.
Очень неплохо смотреть за всеми тремя анализаторами в режиме водопада.
Если в систему синтезатора встроить НЧ аналиазатор спектра с ФФТ по сигналу управления ГУНом, то, если применить ДДС со спуркиллером (9912) то можно подавить два нежелательных спура с помощью спуркиллера. Вот только запрограммировать это очень нетривиально. Табличные методы при мелком шаге не работают, эвристики тоже не всегда справляются.

[Master_MW]

Попробовал следующее. Когда разбирался с блоком смеситель - полосовой фильтр 900 МГц - делитель выяснилось, что дело в нем и причина спуров кроется там. На вход смесителя подал сигнал с частотой 100 МГц с кварца ГК-87 через полосовой фильтр, дабы избежать влияния второй , третьей и так далее гармоники скварцевого генератора . На второй вход смесителя подал сигнал с Agilent N8257 также через полосковый ППФ частотой 1000,000 МГц и получил прекрасную палочку 100,000 МГц на выходе смесителя без спуров. Сдвинув сингнал СВЧ на частоту 1000,2500 МГц увидел спуры вокруг выхода делителя с частотой 27 кГц. Мыслю, что принцип их образования такой: на смесителе образуется 9-ая гармоника кварца 100 МГц (900 МГц) и попадает на делитель. Разностная частота 900,25 МГц делится на 9 и получается 100,027(7) кГц. Разница между паразитными 100 МГц от кварца и 100,027(7) и дает спур 27,(7) кГц. Поправьте меня , если я не прав .По всей видимости механизм обрзования спуров такой. Может ли решить эту проблему кваратурный DDS с квадратурным же смесителем ?

[mw_duk]

Не сочтите меня за ретрограда и брюзгу, тянущего обратно в средневековье, но некоторые соображения хотелось-бы высказать.
Если есть хотя-бы одна возможность не использовать DDS без особой надобности в синтезе - откажитесь от него,
как-бы вам не казалось это решение идущего в ногу со временем, тем более, что и не требуется миллигерцовый шаг.
Ваш проект с 1 МГц шагом это позволяет сделать, сэкономив при этом и нервы, и время.
Раз вы решили строить двухпетлевой - оффсетный синтезатор (хорошее решение) остался один шаг его завершить.
( Fig. 47 Part-4 и далее по тексту). Это собственно и есть ваш проект, когда оффсетный синтезатор шагает с 100 МГц шагом, а ведомый с 1 МГц.
Таким образом вы получаете более ожидаемый результат, с контролируемыми цифрами, отыграв при этом по фазовым шумам еще 5-6 дб.
Похоже вы наткнулись на те-же грабли, как и я в свое время, так и др., когда каждый пытается изобрести свою схему
компенсации фазового шума и спуров, о чем собственно и предупреждает Поляков из Advantex. (Оригинал статьи на advantex.ru)/
Грабли похоже здесь: клоки и частота DDS находятся в соотношении 1/3 , 1/4 , 1/5 ............ или крайне близких соотношениях. Продукты DDS в силу округления и дробности попадают в полосу ФАП и будучи умноженной в петле и приводят к таким результатам.
Ни в коем образом не претендую на истину в последней инстанции, это взгляд со стороны.

Прикрепленные файлы

 Part___4_phase.pdf ( 177.61 килобайт ) Кол-во скачиваний: 278

 

[khach]

на смесителе образуется 9-ая гармоника кварца 100 МГц (900 МГц) и попадает на делитель.

Перестраивать один из генераторов и посмотреть трек спура на ватерфале- по наклону трека можно судить о номере гармоники. Ну или по точкам, если ватерфала нет в наличии, но это гемор большой и легко неправильно спур идентифицировать.
Если спур из смесителя- то или смеситель перекачан - ослабьте сигнал или увеличте гетеродин, или несогласован по входу-выходу, особенно по побочным продуктам преобразования. Может прийдется ставить диплексоры с 50 омной нагрузкой, чтобы поглотить нежелательные продукты. Ну или неудачный выбор смесителя. А каковы уровни на смесителе и амплитуды нежелательных составляющих?
Квадратурный смеситель тут не поможет совершенно. Он нужен, если есть проблема с разделением ВБП от НБП после смесителя (когда диапазон перестройки ДДС низкочастотен относительно частот после смесителя и ФНЧ непомагает.

[Sergey Beltchico...]

Попробовал следующее. Когда разбирался с блоком смеситель - полосовой фильтр 900 МГц - делитель выяснилось, что дело в нем и причина спуров кроется там.

Что и требовалось доказать. Как я уже говорил в соседней ветке: преобразование ДДС вверх с последующим делением - смотрится красиво концептуально. Но на практике неизвестно, какие спуры окажутся выше: DDS-ные или миксерные. И уж совсем "смелое" решение ставить смеситель в петлю, где его паразиты умножаются.

Если есть хотя-бы одна возможность не использовать DDS без особой надобности в синтезе - откажитесь от него,

использовать просто надо с умом, понимая ограничения - вот и все.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Oct 4 2011, 12:43

[Master_MW]

А каковы уровни на смесителе и амплитуды нежелательных составляющих?

Уровни на смесителе составляют -20 dBm по сигналу 100 МГц и +5 dBm по сигналу 1 ГГц. Смеситель - HMC207. Уровень паразитных составляющих - около -68 дБ относительно несущей после деления. Вечером скину спектры и схему, перемеряю КСВ. А в целом - проблема свелась к блоку со смесителем, ППФ и и делителем..... В соседней ветке rloc приводил рисунок с публикации Александра Ченакина:
http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=60682

У меня в принципе то же самое, только коэффициент деления 9. Частоты те же - 100 МГц и 1 ГГц. Стоит сдвинуть или 100 МГц или 1 ГГц на килогерц - полтора -тут и начинаются проблемы.

Не сочтите меня за ретрограда и брюзгу, тянущего обратно в средневековье, но некоторые соображения хотелось-бы высказать.
Если есть хотя-бы одна возможность не использовать DDS без особой надобности в синтезе - откажитесь от него,
как-бы вам не казалось это решение идущего в ногу со временем, тем более, что и не требуется миллигерцовый шаг.

Когда продумывалась идея синтезатора - был на рассмотрении и такой вариант. Дело в том, что синтезатор DDS AD9957 (частота опоры 1 ГГЦ от ФАПЧ умножителя со 100 МГц) в нужном диапазоне расстроек от несущей спуров не имел или имел их на достаточно низком уровне. Несложно нагрузить DDS на ФАПЧ повторитель (N=1) с полосой 50-100 кГц и за ней спуры подавятся, .А после расстроек 300-400 кГц и больше уже работает основная ФАПЧ.

Что и требовалось доказать. Как я уже говорил в соседней ветке: преобразование ДДС вверх с последующим делением - смотрится красиво концептуально. Но на практике неизвестно, какие спуры окажутся выше: DDS-ные или миксерные. И уж совсем "смелое" решение ставить смеситель в петлю, где его паразиты умножаются.

Согласен, но как вы сказали, я тоже хорошо подумал, прежде чем ставить DDS. Зная, что при выбранном решении его спуры подымет на 18 дБ (20*log(8)), блок с DDS был разработан первым и проверен на соответствие насчет фазового шума и ПСС в полосе основной ФАПЧ. Да и проблема не в нем. Непонятно почему плохо себя ведет блок "смеситель- ППФ - делитель" даже при использовании сигналов с максимально возможной чистотой спектра (кварц 100 МГц и N8257)

Сообщение отредактировал Master_MW - Oct 4 2011, 13:11

[khach]

Уровни на смесителе составляют -20 dBm по сигналу 100 МГц и +5 dBm по сигналу 1 ГГц. Смеситель - HMC207. Уровень паразитных составляющих - около -68 дБ относительно несущей после деления.

Смеситель чуть недокачан, но наверно не в этом проблема. Для 9 гармоники конечно в даташитах ничего об уровнях спуров смесителя нет, но наверно с бороться с этим бесполезно.
Основная проблема ИМХО- ошибка в частотном плане. Т.е диапазон перестройки ДДС перекрывает опорную частоту 100 МГц и частоту ФД 100 Мгц.
Имело бы смысл от этого уйти. Например тупо сделать частоту ФД и опорные частоты 50 Мгц. Ну или разогнать ДДС до диапазона 125-150 мгц и поделить после смесителя не на 9, а на 7 например.

[Master_MW]

....Основная проблема ИМХО- ошибка в частотном плане....

Приходила в голову такая же мысль. Попробую проверить.... Но не 125-50 МГц, а на диапазон 150-250 МГц с делением на 8 вместо 9 (больше симпатично, ибо 8 все-таки есть 2 в кубе) ,например, смешав частоту DDS с частотой опоры 100 МГц(дабы не растить спуры DDS) и подав все на ФАПЧ повторитель в качестве следящего ППФ, или просто прошив DDS на диапазон 150-250 МГЦ с ФАПЧ повторителем , тогда возникает вопрос не возникнет ли проблем, ибо есть частота DDS, равная удвоенной частоте ФД, хотя, возможно, это глупость. А уменьшать частоту работы ФД по понятным причинам ай как не хочется ...



P.S. Пока на работе, закончу измерения вечером выложу, что получилось.

[Master_MW]

Измерил кусок смеситель - ППФ - делитель и вот что получилось. ! Ггц взял фиксированным с того генератора, которым синхронизирую DDS-ки с тактом 1 Ггц. Характеристики источника - в приложенных файлах. Спектральная чистота E8257 достаточно высокая. Не знаю , в чем дело. По идее, спуры на выходе такой схемы должны давиться на коэффициент деления раз, а тут - черт знает что .... При подаче ровно 1 ГГц и 100 МГц все прекрасно -в спектре на выходе хорошая ровная спектральная составляющая частотой 100 МГц. Изменить частоту на доли килогерца - начинаются проблемы. Может с похожими узлами кто-нибудь имел схожие проблемы, при подавлении спуров DDS, например ?

Эскизы прикрепленных изображений

 

[тау]

Сдается что лезет в фапч 1ГГц подмешиваясь к его опоре. Локально ли питание опоры 100МГц , длинные ли от опоры провода до ФАПЧ 1G / Чист ли сигнал 1GHz на выходе перед фильтром при одновременной подаче 100,0005M на смеситель ?

[Master_MW]

Локально ли питание опоры 100МГц , длинные ли от опоры провода до ФАПЧ 1G

Питания локальны, на опору 100МГц, как и на блок опоры 1 ГГц сделан отдельный малошумящий блок питания, по синфазной и дифференциальной помехе питание в обоих блоках развязано схемой из двух проходных трансформаторов. Да и блоки запитаны от гальванически развязанных лабораторных источников. Блок опоры и блок формирования 1 ГГц выполнены в соответственно латунных и алюминиевых корпусах. Длина кабеля до формирователя 1 ГГц от опоры 100 МГц примерно 12-14 см.

Чист ли сигнал 1GHz на выходе перед фильтром при одновременной подаче 100,0005M на смеситель ?

Вроде бы чист..... Завтра посмотрю повнимательнее.

[Sergey Beltchico...]

Не знаю , в чем дело. По идее, спуры на выходе такой схемы должны давиться на коэффициент деления раз, а тут - черт знает что ....

Из серии "мыши, плакали, кололись, но продолжали есть кактус". Да выбросьте Вы Ваш смеситель. Задействуйте DDS на максимальных частотах с коэффициентом деления 20 и будет Вам шчасцэ: и шумы будут лучше и смесительных спуров не будет.

[rloc]

Измерил кусок смеситель - ППФ - делитель и вот что получилось.
...
Изменить частоту на доли килогерца - начинаются проблемы. Может с похожими узлами кто-нибудь имел схожие проблемы, при подавлении спуров DDS, например ?

Как Вы сами видите, это не спуры, в последней схеме DDS нет. Но задачка не такая простая, как может показаться на первый взгляд. Рассмотрим случай с частотой DDS (E8257) = 100.1 МГц.

Комбинационные составляющие на выходе смесителя будут иметь следующий вид:

Fmix(n,m) = n*F1 +- m*F2

где n,m = 0,1,2 ...
F1 = 1000 MГц
F2 = 100.1 МГц

1000 - 100.1 = 899.9 МГц - центральная частота перед делителем

Fmix(0,+1) = 100.1 МГц
899.9/9 +- 100.1 = 99.99 + 0.11 МГц

Fmix(1,+1) = 1000 + 100.1 = 1100.1 МГц
1100.1 - 899.9 = 200.2 МГц
899.9/9 +- 200.2 = 99.99 + 0.22 МГц

Fmix(1,-3) = 1000 - 3*100.1 = 699.7 МГц
899.9 - 699.7 = 200.2 МГц
899.9/9 +- 200.2 = 99.99 + 0.22 МГц

Fmix(2,-9) = 2*1000 - 9*100.1 = 1099.1 МГц
1099.1 - 899.9 = 199.2 МГц
899.9/9 +- 199.2 = 99.99 - 0.77 МГц

Fmix(0,+7) = 7* 100.1 = 700.7 МГц
899.9 - 700.7 = 199.2 МГц
899.9/9 +- 199.2 = 99.99 - 0.77 МГц

Fmix(0,+9) = 9*100.1 = 900.9 МГц
900.9 - 899.9 = 1 МГц
899.9/9 +- 1 = 99.99 +- 1 МГц

За счет ограничения амплитуды и дополнительных комбинаций побочные составляющие станут симметричны относительно частоты 99.99 МГц и примут следующий вид: +-0.11, +-0.22, +-0.33 ... +-k*0.11 МГц. Или в общем виде

Fspur = +- k*|Fdds - (Fvco-Fdds)/Ndiv|

Но возникает вопрос: почему частоты +-0.44 и +-0.55 МГц значительно больше остальных?
Единственный вариант, который мне приходит в голову - внутри микросхемы HMC394 деление разбито на два /(2*N) (в данном случае /(2*4.5) ) или используется предделитель 2/3. Хорошо бы посмотреть анализатором частоту (1000 - 100.1)/2 = 449.95 МГц.

Классический вариант проблемы "разных опор".

Пути решения в самом простом случае - замена смесителя на умножитель (например ADL5391) или квадратурный балансный модулятор + ППФ с хорошим внеполосным подавлением (SAW, BAW, CR), в лучшем случае - принципиально другое построение, например

[тау]

Но возникает вопрос: почему частоты +-0.44 и +-0.55 МГц значительно больше остальных?

а где они там +-0.44 и +-0.55 ??
там же спуры в единицах и долях килогерца при расстройке на 50 или 100 кГц , а не комбинашки.

[rloc]

а где они там +-0.44 и +-0.55 ??
там же спуры в единицах и долях килогерца при расстройке на 50 или 100 кГц , а не комбинашки.

Прошу прощения, взял 100.1 МГц, вместо 100.0001 МГц, но по сути ничего не меняется.

[mw_duk]

Никоим образом не хотел бросить тень на DDS, тем более альтернативы ему на сегодняшний день особо и не видно.
Видимо я неудачно расставил акценты, предлагая его исключить.
То, что его надо использовать с умом - полностью согласен. На приобретение этого ума ушло изрядное количество времени. В нашем коллективе синтез не является генеральной линией, а неким ответвлением.
Когда особо и обсудить проблематику было не с кем, когда понабив массу шишек о грабли самим-же разбросанным,
когда доходило чуть-ли не до нервного срыва......................
Сейчас сквозь года смотрю на это с улыбкой.
Матка бозка, да как же раньше этого не видел.
И предлагая менее затратный (дедовский) способ для достижения тех-же результатов хотел лишь уберечь нервные клетки разработчика.
Хотя сам гибридный синтез, тех кто его освоит получит хороший задел в будущем.

[тау]

Прошу прощения, взял 100.1 МГц, вместо 100.0001 МГц, но по сути ничего не меняется.

по сути - на больших расстройках , на порядок шырше полосы PLL , спуров нет. Смеситель ? - нет , не он , имхо.

Master_MW , по Вашей структурной схеме непонятно какие уровни на смесителе, точнее написано минус 15 dbm и 0 dbm , а что куда подается и с какими уровнями на самом деле ?

Сообщение отредактировал тау - Oct 5 2011, 10:53

[rloc]

В последнем случае DDS был исключен и 100.0001 МГц подавались с достаточно чистого E8257. При больших расстройках палки конечно могут уйти за пределы петли, но при плохой фильтрации на ППФ или в случае пролазов по питанию, могут появиться другие комбинашки.

[ledum]

Нас бы за такой частотный план расстреляли бы без приговора - все частоты кратные - и ПЧ, и ЛО, и РФ. Чет не запускается у меня миксер спур калькулятор на Хитайте - он вроде и мощности подсчитывает. Но ТС точно решил проверить таблицу MxN Spurious Outputs на 4 странице даташита на HMC207

[Master_MW]

Уважаемые коллеги, я прошу прощения за долгое отсутствие ..... Проверил изложенные здесь соображения по поводу выходу из ситуации. Выход нашелся, благодаря rloc, которому за это я бы хотел сказать отдельное БОЛЬШОЕ СПАСИБО

Master_MW , по Вашей структурной схеме непонятно какие уровни на смесителе, точнее написано минус 15 dbm и 0 dbm , а что куда подается и с какими уровнями на самом деле ?

Сигнал Fvco/8 подается на вход RF смесителя, на вход IF смесителя подается сигнал от DDS. мощности, непосредственно подаваемые на смеситель, равны 0 dBm и -15 dBm по сигналу Fvco/8 и DDS.

Имело бы смысл от этого уйти. Например тупо сделать частоту ФД и опорные частоты 50 Мгц. Ну или разогнать ДДС до диапазона 125-150 мгц и поделить после смесителя не на 9, а на 7 например.

Не помогло ....изменил частоту DDS на величину 200 МГц, делитель соответственно на 8, полосовой фильтр переделал на 800 МГц.... пусть и на других частотах , но спуры остались...
К месту оказалась архитектура, предложенная rloc, что и сняло проблему .... К месту пришлись старые поделки и макетки с предыдущих проектов, что позволило "на коленке" проверить предложенную архитектуру И притом ФШ оказался в полосе основной фАПЧ порядка 4-6 дБ лучше

[khach]

К месту оказалась архитектура, предложенная rloc, что и сняло проблему

Тогда вопрос к rloc теоретического плана. А а какой литературе такая архитектура ( с переменной частотой ФД) описана? И в чем ее "изюминка"? Почему именно это решение помогло избавится от спуров? Т.е нижняя часть с переносом ДДС на разностную частоту с опорой вопросов не вызыват. А вот формула Fvco=Fdds*N1(1+1/N2), а вернее ее член 1+1/N2 очень интересны.А то вот смотрю я на блок-схему ADF4007 и думаю, можно ли ее по подобной блок-схеме синтезатора применить? Вот только у нее коэффициент деления по опоре жестко задан.
Надеюсь, 'Master_MW' простит мне сей вопрос в его теме?

Эскизы прикрепленных изображений

 

[rloc]

Архитектура подробно расписана в патенте у Александра, а также в его книге:
"Frequency synthesizers: concept to product", Alexander Chenakin, Artech House, Dec 2010

(1+1/N2) - получается, если поставить равенство между двумя частотами, приходящими на фазовый детектор: Fvco/N1 - Fdds = Fdds/N2

Прелесть схемы легко понять, если подробно на листочке расписать все преобразования на смесителе n*f1+-m*f2 и многократные отражения спур от 0 и удвоенной частоты делителя. Последнее для меня было менее всего теоретически понятно, продолжаю поиски соответствующей литературы. Единственное, что удалось отыскать - парочка очень полезных статей Fred Walls:

Effect of Aliasing on Spurs and PM Noise in Frequency Dividers
 1380.pdf ( 368.43 килобайт ) Кол-во скачиваний: 389

Correlation Between Upper And Lower Noise Sidebands
 1249.pdf ( 242.69 килобайт ) Кол-во скачиваний: 488


В итоге получается, что спуры от близко стоящих комбинаций частот (как на картинках с частотами 100.0001 и 1000 МГц или 100.0005 и 1000 МГц) просто сливаются с основной.

А то вот смотрю я на блок-схему ADF4007 и думаю, можно ли ее по подобной блок-схеме синтезатора применить? Вот только у нее коэффициент деления по опоре жестко задан.

Можно конечно, если мне не изменяет память, Александр в одной из статей упоминал ADF4002 для этих целей.

К месту оказалась архитектура, предложенная rloc, что и сняло проблему .... К месту пришлись старые поделки и макетки с предыдущих проектов, что позволило "на коленке" проверить предложенную архитектуру И притом ФШ оказался в полосе основной фАПЧ порядка 4-6 дБ лучше

Поздравляю, очень быстро справились. Ждем результатов измерений.

[Master_MW]

Тогда вопрос к rloc теоретического плана. А а какой литературе такая архитектура ( с переменной частотой ФД) описана? И в чем ее "изюминка"? Почему именно это решение помогло избавится от спуров? Т.е нижняя часть с переносом ДДС на разностную частоту с опорой вопросов не вызыват. А вот формула Fvco=Fdds*N1(1+1/N2), а вернее ее член 1+1/N2 очень интересны.А то вот смотрю я на блок-схему ADF4007 и думаю, можно ли ее по подобной блок-схеме синтезатора применить? Вот только у нее коэффициент деления по опоре жестко задан.
Надеюсь, 'Master_MW' простит мне сей вопрос в его теме?

Естественно он Вам это простит.... Пусть другие молодые специалисты посмотрят на мои предыдущие результаты и и не допускают подобных ошибок. А по поводу ЧФД - это действительно хороший вопрос.. У меня пока стоит недешевый HMC439QS16G, есть желание заменить его на ADF4108 (остались с прежних проектов), с минимальным контроллером (на складе фирмы со старых времен около полусотни Attiny 2313), с SPI. 2 килобайт флеша контроллера должно хватить, чтобы забросить в микросхему начальную конфигурацию. Цена 439-го - около 25 долларов на сайте производителя. ADF-ка с контроллером получиться раза в 4 дешевле. Плюс сразу готовая диагностика наличия захвата по фазе, не надо городить АД по выходам 439-го. По предварительным прикидкам, ФШ ADF4108 в полосе ФАПЧ для обсуждаемой схемы составит -223+10*log(10^8)+20*log(8)=-124 дБ/Гц. Идею ставить в такую схему ADF4007 не поддерживаю по причине наличия там жесткого делителя на два по входу Ref in. Ну зачем искусственно занижать максимально возможную частоту работы ЧФД?

Поздравляю, очень быстро справились. Ждем результатов измерений.

В обязательном порядке. Мне просто повезло - практически все было на макетках, кроме ФНЧ по выходу смесителя.Лишь небольшое уточнение - частоту опоры 1 ГГЦ взял с генератора E8257D, но вряд ли это принципиально. Не думаю, что частота 1 ГГц с умноженного на ДНЗ на 10 ГК87-ТС окажется хуже по ФШ, нежели сигнал с генератора. Пока в цифрах - на частоте 8002 МГц получено на расстройке 1 кГц от несущей -111 дБ/Гц, на расстройке 10 кГц от несущей -113 дБ/Гц, 100 кГц от несущей -117 дБ/Гц.
Графики выложу в понедельник - вторник .

Сообщение отредактировал Master_MW - Oct 7 2011, 17:15

[rloc]

-223+20*log(10^8)+20*log(8)=-124 дБ/Гц.

Вы хотели сказать 10*log(10^8) ? Вижу, что опечатка, иначе не получилось -124 дБн/Гц.

Идею ставить в такую схему ADF4007 не поддерживаю по причине наличия там жесткого делителя на два по входу Ref in. Ну зачем искусственно занижать максимально возможную частоту работы ЧФД?

Частота ФД от этого меньше не становится, даже наоборот больше - 120 МГц. Делитель как раз делает чистый меандр, что может и повышает частоту.

[Master_MW]

Вы хотели сказать 10*log(10^8) ? Вижу, что опечатка, иначе не получилось -124 дБн/Гц.

Исправил

Частота ФД от этого меньше не становится, даже наоборот больше - 120 МГц. Делитель как раз делает чистый меандр, что может и повышает частоту.

Я просто имел в виду, что при одной и той же частоте на выходе ФНЧ при использовании ADF4007 и 4108 частота будет в два раза меньше (В диапазоне до 104 МГц, разумеется).

Сообщение отредактировал Master_MW - Oct 7 2011, 17:22

[rloc]

В последней схеме немного слукавил при преобразовании DDS вверх. Можно рассмотреть еще вариант с мЕньшим количеством и более высокого порядка спур на смесителе. Но опять же остается умножение на 8 в петле, это надо отдельно думать.

[Master_MW]

....Но опять же остается умножение на 8 в петле, это надо отдельно думать.

Простейшее, что напрашивается - следящий фильтр на ФАПЧ по выходу DDS. Можно использовать и более изощренные методы, с уже упоминавшимся делением, например.... Посмотрел на спектр DDS - ближайшие спуры отстоят на величину около 350 - 400 кГц и ниже несущей на 85-90 дБ дБ... Думаю, при таком расположении нетрудно подавить их при помощи ФАПЧ с ФНЧ второго порядка ещё на 20 дБ, не особо ухудшив ФШ DDS. Этого должно быть более чем достаточно.

Привожу обещанные результаты измерений, частота все та же - 8002 МГц.

Эскизы прикрепленных изображений

 

[virustek]

Master_MW, а Вы так и не попробовали поставить ADF4108 вместо HMC439?

Поставили задачу такую же как в вашем проекте, шумы на 1 кГц - не менее 101 дБс/Гц, скорость перестройки не более 100мкс, диапазон 7892,5-8110 МГц.

[virustek]

Надеюсь никто не будет против, если попрошу небольшого ликбеза по схеме предложенной ув. rloc http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=61223.

Если я правильно понял, прелесть этой структуры заключается в том что сравнение происходит на частотах 75-125 МГц, в то время как коэффициент деления в петле ФАПЧ всего 8 (18 Дб ухудшение ФШ). А как ФАПЧ захватывается?

Н-р ДДС выдает частоту 100 МГц,с выхода смесителя получаем 1000-100=900 МГц и делим на 9=100 МГц, это один вход ЧФД. При этом, если коэф. умножение в петле 8 на выходе ГУН имеем Fvco=Fdds*N1*(1+1/N2) или Fvco=900*8*(1+1/9)=900*8(1.(1))=900*8.(8)=8000 МГц, а вот куда делась та самая дробность или это и есть реализация дробных синтезаторов, только с оффсетом?

Возможно ли отдаленно промоделировать в ADsimPLL если привести эту схему к однопетлевой. Если, например, шумы с ДДС взять из даташита AD9912 (100 Гц - -123; 1к - -133; 100к - -143; 1М - -150) и уменьшить на 20log9 = 19 дБ, это один вход ФАПЧа, а на второй вход подавать частоту 800 МГц с ГУНа, частоты генерации которого исправлены в модели того же HMC509LP5.

//(то есть деленные на Fvco/(N1(1+1/N2)). (8000-->900 МГц по формуле).) тут не стыковка у меня получается.

Вроде результаты получаются схожие... жду жесткой критики=)

Сообщение отредактировал virustek - Oct 9 2015, 10:21

Эскизы прикрепленных изображений

 

Прикрепленные файлы

 PLL_8000_800MHz_rloc.rar ( 5.81 килобайт ) Кол-во скачиваний: 24

 

[Master_MW]

Master_MW, а Вы так и не попробовали поставить ADF4108 вместо HMC439?

Поставили задачу такую же как в вашем проекте, шумы на 1 кГц - не менее 101 дБс/Гц, скорость перестройки не более 100 мкс, диапазон 7892,5-8110 МГц.

Эти микросхемы в общем случае для различных задач. И устройства ЧФД 439 и 4108 имеют различия. Так, 439 не имеет устройства зарядовой накачки , в отличие от 4108. Если вкладываетесь в ТЗ с использованием 4108- замечательно. Но следует учитывать минимальный коэффициент деления (N=BP+A). Он не может быть равен единице. Таким образом непосредственно на 4108 вы 439 не замените. Далее. Максимальные частоты работы ЧФД 104 МГц и 1300 МГц у 4108 и 439 соответственно.

Надеюсь никто не будет против, если попрошу небольшого ликбеза по схеме предложенной ув. rloc http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=61223.

Если я правильно понял, прелесть этой структуры заключается в том что сравнение происходит на частотах 75-125 МГц, в то время как коэффициент деления в петле ФАПЧ всего 8 (18 Дб ухудшение ФШ). А как ФАПЧ захватывается?

Прелесть этой схемы в ином. Она расписана в патенте у Александра. Если расписать все гармоники от смесителя и вычислить их интермодуляции относительно выходной частоты (включая зеркальные отражения от нулевой частоты) - то можно увидеть, что все они совпадают с основной частотой. То есть, смеситель не обогащает сигнал спурами на ближних отсройках при любых возможных значениях входной выходной частот. К DDS это не относится. Имеется виду часть схемы, куда подается входная частота 875-925 МГц. Это уже объяснял Rloc.

Для надежного захвата можно поставить разрыв цепи между ФНЧ и ГУН поставил сумматор с источником опорного напряжения . Таким образом, можно было бы осуществлять грубую настройку ГУН сумматором и источником опорного напряжения , а ФАПЧ уже осуществляла бы точный захват частоты. В книге Манассевича про это подробно рассказано.

Н-р ДДС выдает частоту 100 МГц,с выхода смесителя получаем 1000-100=900 МГц и делим на 9=100 МГц, это один вход ЧФД. При этом, если коэф. умножение в петле 8 на выходе ГУН имеем Fvco=Fdds*N1*(1+1/N2) или Fvco=900*8*(1+1/9)=900*8(1.(1))=900*8.(8)=8000 МГц, а вот куда делась та самая дробность или это и есть реализация дробных синтезаторов, только с оффсетом?

Формула для выходной частоты достаточно однозначна. Подставляйте требуемые коэффициенты деления и частоты и результат будет точным. Необходимо лишь учитывать какое именно преобразование частоты на смесителе. Для других частот может оказаться, что частота ГУН, деленная на 8 меньше, чем опорная частота, и тогда в формуле измениться знак с плюса на минус.

Возможно ли отдаленно промоделировать в ADsimPLL если привести эту схему к однопетлевой. Если, например, шумы с ДДС взять из даташита AD9912 (100 Гц - -123; 1к - -133; 100к - -143; 1М - -150) и уменьшить на 20log9 = 19 дБ, это один вход ФАПЧа, а на второй вход подавать частоту 800 МГц с ГУНа, частоты генерации которого исправлены в модели того же HMC509LP5.

Вроде результаты получаются схожие... жду жесткой критики=)

Лучше разбирайтесь с теорией работы подобных систем. Если планируете заниматься синтезаторами в дальнейшем - теоретически нужно быть хорошо подкованным, ИМХО. Имея на руках функциональную схему, передаточные функции каждого звена, и владея навыками из радиоавтоматики , можно с полным пониманием вопроса промоделировать многоконтурную следящую систему, рассчитать ее исходя из заданных параметров (запасов устойчивости, полосы петли ФАПЧ и т.д.) Готовые программы - это хорошо, ими можно и нужно пользоваться, но следует полностью понимать принципы работы того, что Вы моделируете.
Рекомендую для начала:

Книгу Манассевича по синтезаторам (на просторах Сети, думаю, найдете самостоятельно)
Frequency Synthesizers: From Concept to Product by Alexander Chenakin.
http://www.geocities.ws/fudinggepll/PLLProj.pdf

[khach]

Прелесть этой схемы в ином. Она расписана в патенте у Александра. Если расписать все гармоники от смесителя и вычислить их интермодуляции относительно выходной частоты (включая зеркальные отражения от нулевой частоты) - то можно увидеть, что все они совпадают с основной частотой.

Напомните пожалуйста, это относится к коэффициентам 9 и 8 или к любым натуральным N и N+1? И работае ли это с прескалерами типа 8/9, 16/17, 32/33, 64/65? В каких микросхемах синтезаторов можно принудительно установить коэффициент пересчета прескалера как на N так и на N+1 манипуляцией с регистрами?

[Master_MW]

Напомните пожалуйста, это относится к коэффициентам 9 и 8 или к любым натуральным N и N+1?

В 2011-ом я экспериментировал с этой схемой с различными коэффициентами деления. Сначала стоял ГУН HMC508, позже - собрал на HMC587 от 5 до 10 ГГц. В обоих случаях перед ГУН стоял сумматор и источник опорного напряжения, для грубой настройки ГУН. Баловался с различными коэффициентами деления
(делители в случае с 587-ым ГУН стояли: центеллакс на цепь ГУН и HMC983 на деление опоры) - не обязательно N и N+1. были варианты N и N+2 и N и N+3. Всего уже не помню, 4 года прошло. Опорная частота на ЧФД была не выше 150 МГц (ограничение 983-го делителя). Экспериментально прощупывался весь диапазон от 5 до 10 ГГц - побочных палок не было. В экспериментах опорный сигнал подавался с Agilent E8257. Проблемы с обогащением возникали только при дробном коэффициенте деления 983-го делителя (Integer Boundary spur). В целочисленном же режиме проблем с чистотой спектра не было.

И работает ли это с прескалерами типа 8/9, 16/17, 32/33, 64/65?

Я не проверял это экспериментально. Схему гонял только с целочисленными делителями плюс HMC983. Но я бы такие делители (8/9, 16/17, 32/33, 64/65) в эту схему не ставил.

В каких микросхемах синтезаторов можно принудительно установить коэффициент пересчета прескалера как на N так и на N+1 манипуляцией с регистрами?

К сожалению, я не могу дать ответ на данный вопрос. Видимо, слабовато все-таки знаю элементную базу..... Возможно, сможет ответить кто-либо из более опытных форумчан.....

[VCO]

Но я бы такие делители (8/9, 16/17, 32/33, 64/65) в эту схему не ставил.

У меня сложилось впечатление, что в многоконтурных схемах такие делители только вредны, потому и не актуальны. Но могу и ошибаться...

[khach]

У меня сложилось впечатление, что в многоконтурных схемах такие делители только вредны, потому и не актуальны. Но могу и ошибаться...

Идея состояла в том чтобы использовать готовые прескалеры в микросхемах синтезаторов и вывести сразу прсле перскалера сигнал наружу через тестовые выходы. Но во многих микросхемах слишком низкие коэффициенты пересчета запрещены, а в других не получится предустановить прескалер в N+1 cостояние. Остаются только старые древние дискретные прескалеры, где вход модуля был отдельным выводом.

[virustek]

Сегодня мне скорректировали ТЗ, теперь диапазон 8506,25 - 8620 МГц, сетка 1,25 МГц, шумы на 2 кГц не менее 101 дБс/Гц, скорость переключения не менее 100 мкс.

Так получилось, структура предложенная тов. rloc, оказалась хорошо применима. Просьба оценить то, что у меня получилось накидать, какие подводные камни меня ожидают и где я накосячил в структуре (возможно).

Сообщение отредактировал virustek - Oct 14 2015, 19:26

Эскизы прикрепленных изображений

 

[Dr.Drew]

Фильтры ПАВ использовать нельзя?
ДДС я бы не стал пользовать. Вместо него пойдет и MAX2871 с делением частоты на 32 в нужный диапазон и ручной предустановкой ГУН. И почему-бы не взять опору с выходом КМОП и сходу братьпятую гармонику ПАВом?

[VCO]

Так получилось, структура предложенная тов. rloc, оказалась хорошо применима. Просьба оценить то, что у меня получилось накидать, какие подводные камни меня ожидают и где я накосячил в структуре (возможно).

Можно и проще, только чтобы наверняка это утверждать, мне не известен весь профиль шумов.

Например, делаем одноконтурную целочисленную ФАПЧ 8-10 ГГц (4-5 ГГц) с шагом перестройки 20 МГц (10 МГц), затем делим на 16 (8) и подмешиваем к 8 ГГц.
Фильтруем узкополосным волноводным фильтром.

Но если хочется разработать перспективную схему, то лучше остановиться на выбранной архитектуре. Только DDS точно не нужен.

[Sergey Beltchico...]

Так получилось, структура предложенная тов. rloc, оказалась хорошо применима. Просьба оценить то, что у меня получилось накидать, какие подводные камни меня ожидают и где я накосячил в структуре (возможно).

Ваша схема к структуре, предложенной в свое время Алексеем (rloc), отношения не имеет.

[Dr.Drew]

Есть еще, над чем поработать в схеме. Где-то так должно получиться с 4002. Хотя можно продавить пониже.

[VCO]

Да, и вариант умножить отфильтрованный DDS тоже имеет право на жысть благодаря узкому диапазону перестройки. Особенно, если DDS=FPGA+DAC. Я бы рискнул...

[__Sergey_]

Выше уже писали что ошибка- брать DDS за опору ФАПЧа. Во всяком случае без особой необходимости, а необходимости нет.
Почему вы с таким упорством продолжаете это делать?

[virustek]

Извиняюсь, что долго не отвечал, разбираюсь с математикой подсчета шумов таких систем (как то туго идет),

Dr.Drew, спасибо за наглядную картинку. По поводу пав фильтров и КМОП опоры: ПАВ фильтры - без проблем, опора утверждена синусоидальная, идет из внешнего модуля (синхронизирован с GPS)

VCO, интересный вариант, только с волноводными фильтрами на практике совсем не знаком.

Sergey Beltchicov, не соглашусь с Вами. В Сообщении #29 rloc предложил именно подобную структуру синтезатора с разницей в опорной частоте 900 МГц у него и 1000 МГц у меня, это же вроде не самая главная вещь, ну и то что вместо ЧФД я пристроил готовую микросхему ФАПЧ...

__Sergey_, а что вы называете особой необходимостью? Высокое разрешение по частоте?

Сообщение отредактировал virustek - Oct 17 2015, 23:52

[Sergey Beltchico...]

Извиняюсь, что долго не отвечал, разбираюсь с математикой подсчета шумов таких систем (как то туго идет),


Sergey Beltchicov, не соглашусь с Вами. В Сообщении #29 rloc предложил именно подобную структуру синтезатора с разницей в опорной частоте 900 МГц у него и 1000 МГц у меня, это же вроде не самая главная вещь, ну и то что вместо ЧФД я пристроил готовую микросхему ФАПЧ...

Куда более выигрышной является схема Алексея из сообщения 16. Я собственно, о ней и говорил. Да и вы ранее упоминали именно ее. А разница вот в чем: в схеме Алексея нет смесительных спуров, потому что любая выходная частота ГУНа является математически точной гармоникой частоты сравнения. И достигается это перестраиваемой подставкой. У вас подставка фиксированная, и частота синтезатора частоте сравнения не кратна. Это принципиальная разница.

Алексей спуры DDS уменьшает (апконверсия, фильтрация и деление) и поэтому, несмотря на наличие делителя в основном кольце, они не будут деградировать, а даже немного улучшатся. А у вас тупо возрастут на 18дБ. Остается надеяться только на узкий диапазон перестройки. Таким образом, у вас куда более примитивный синтезатор, несмотря на внешнюю "похожесть" частот.

Ну и поставив адфку вместо 439й, вы сходу проиграли 10дБ по фазовым шумам. Но это, может быть, и оправдано, если вы воюете за каждый миллиампер.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Oct 18 2015, 09:28

[__Sergey_]

Извиняюсь, что долго не отвечал, разбираюсь с математикой подсчета шумов таких систем (как то туго идет),

Dr.Drew, спасибо за наглядную картинку. По поводу пав фильтров и КМОП опоры: ПАВ фильтры - без проблем, опора утверждена синусоидальная, идет из внешнего модуля (синхронизирован с GPS)

VCO, интересный вариант, только с волноводными фильтрами на практике совсем не знаком.

Sergey Beltchicov, не соглашусь с Вами. В Сообщении #29 rloc предложил именно подобную структуру синтезатора с разницей в опорной частоте 900 МГц у него и 1000 МГц у меня, это же вроде не самая главная вещь, ну и то что вместо ЧФД я пристроил готовую микросхему ФАПЧ...

__Sergey_, а что вы называете особой необходимостью? Высокое разрешение по частоте?

Именно так. У ТСа шаг перестройки не абалденно маленький. Даже если нужен маленький шаг, ДДС не берут в качестве опоры, а подмешивают после. Я до сих пор не видел ни одного серьезного синтезатора, в котором в качестве опоры был ДДС. Вы боитесь спуров смесителя больше чем спуров ДДС - это по-моему в корне не верно.
Синтезатор поднимает спуры ДДС на 20log(n)+10 db а то и больше на границе петли ФАПЧ, и от этого никуда не деться!

[VCO]

Выше уже писали что ошибка- брать DDS за опору ФАПЧа. Во всяком случае без особой необходимости, а необходимости нет.
Почему вы с таким упорством продолжаете это делать?

Я не имел в виду опору ФАПЧ, я имел в виду прямое умножение DDS, перестраиваемого и отфильтрованного в узкой полосе.

Что касаемо варианта ФАПЧ, я его тоже уже описал выше. Там, разумеется, никакого DDS нет. Внимательнее читайте...

Синтезатор поднимает спуры ДДС на 20log(n)+10 db а то и больше на границе петли ФАПЧ, и от этого никуда не деться!

Вы не учитываете возможности подавления спур DDS с помощью смешивания с опорой и деления ценою сужения полосы.
В дополнение к этому возможен ещё один каскад узкополосной фильтрации, убирающей спуры на дальних отстройках.
В данном случае полоса достаточно узкая, поэтому эта технология вполне применима и возможно прямое умножение DDS.

Ну а сам DDS актуален прежде всего своими низкими шумами, которые также будут снижены после смешивания и деления.

[Шаманъ]

с тупо возрастут на 18дБ.

А почему они на 18дБ возрастут, если сигнал DDS в петле умножается на 4? Может на 12дБ? Речь я так понял про схему из сообщения http://electronix.ru/forum/index.php?showt...t&p=1372517 ?

[Sergey Beltchico...]

А почему они на 18дБ возрастут, если сигнал DDS в петле умножается на 4? Может на 12дБ? Речь я так понял про схему из сообщения http://electronix.ru/forum/index.php?showt...t&p=1372517 ?

Коэффициент деления в петле 8. На схеме virustek он разбит на два коэффициента 4 и 2 (двойка нарисована мелким шрифтом в значке ГУНа). То есть, как я понял, сигнал ГУНа для кольца планируется брать со специального копыта 509й микрухи, где имеется встроенный прескалер.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Oct 19 2015, 17:31

[Шаманъ]

Коэффициент деления в петле 8. На схеме virustek он разбит на два коэффициента 4 и 2 (двойка нарисована мелким шрифтом в значке ГУНа).

Ааа, спасибо - профтыкал я эту двойку...

[khach]

То есть, как я понял, сигнал ГУНа для кольца планируется брать со специального копыта 509й микрухи, где имеется встроенный прескалер.

С этими встроенными делителями постоянная проблема с пролазом в основной сигнал- палка на субгармонике стоит под -30 дб если не хуже. Где-нибудь производитель нормирует такой пролаз или хотя бы приводит его величину в документах?

[ledum]

Алексей спуры DDS уменьшает (апконверсия, фильтрация и деление) и поэтому, несмотря на наличие делителя в основном кольце, они не будут деградировать, а даже немного улучшатся. А у вас тупо возрастут на 18дБ. Остается надеяться только на узкий диапазон перестройки. Таким образом, у вас куда более примитивный синтезатор, несмотря на внешнюю "похожесть" частот.

А разве там не произойдет деградация спуров DDS через второе плечо фазового детектора? Там где с одной стороны неподеленные спуры DDS после апконверции смешиваются с поделенным на 8 выходным сигналом

Ну и поставив адфку вместо 439й, вы сходу проиграли 10дБ по фазовым шумам. Но это, может быть, и оправдано, если вы воюете за каждый миллиампер.

Это речь о ближней зоне? В смысле фликер на 10кГц? Шумовой пол вроде у них одинаковый по минус 222-223. А вот фликер на 10кГц у 4002 вроде действительно пересчитывается в минус 209. Но вот вроде дифференциальный активный фильтр, желательный для 439, шумит посильнее остальных схем. Может одно на одно и выйдет. Ну и анализаторщикам-локаторщикам ближняя зона важна, а вот демодуляторщикам с полосами сигналов 2МГц+ это как-то не очень.

Сообщение отредактировал ledum - Oct 20 2015, 11:05

[Sergey Beltchico...]

А разве там не произойдет деградация спуров DDS через второе плечо фазового детектора? Там где с одной стороны неподеленные спуры DDS после апконверции смешиваются с поделенным на 8 выходным сигналом

В схеме из сообщения 16 замешанный наверх DDS делится на 9 перед подачей на опорный вход ЧФД, а в петле умножается на 8. Таким образом, теоретически будет выигрыш в 1дБ или сохранение статус-кво.

Это речь о ближней зоне? В смысле фликер на 10кГц? Шумовой пол вроде у них одинаковый по минус 222-223. А вот фликер на 10кГц у 4002 вроде действительно пересчитывается в минус 209. Но вот вроде дифференциальный активный фильтр, желательный для 439, шумит посильнее остальных схем. Может одно на одно и выйдет. Ну и анализаторщикам-локаторщикам ближняя зона важна, а вот демодуляторщикам с полосами сигналов 2МГц+ это как-то не очень.

У HMC439 пол минус 233, то есть на 10дБ лучше, чем у адфки. Поэтому при одинаковых частотах сравнения 439я даст шумы на 10дБ лучше. Ее главный недостаток - это существенно большее потребление. А так - это самый малошумящий ЧФД, который сейчас имеется на рынке.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Oct 20 2015, 11:30

[ledum]

В схеме из сообщения 16 замешанный наверх DDS делится на 9 перед подачей на опорный вход ЧФД, а в петле умножается на 8. Таким образом, теоретически будет выигрыш в 1дБ или сохранение статус-кво.

Да, но в схеме Алексея спуры DDS подаются еще и на второй вход ФД через смеситель, где они не делятся до этого на 9.
В шумовом поле да, ошибся 100МГц - это 10Е8, а не 10Е7, как почему-то подумал, отвлекшись. Поэтому и получил 223, вместо -153-80=-233.

Сообщение отредактировал ledum - Oct 20 2015, 11:52

[Sergey Beltchico...]

Да, но в схеме Алексея спуры DDS подаются еще и на второй вход ФД через смеситель, где они не делятся до этого на 9.
В шумовом поле да, ошибся 100МГц - это 10Е8, а не 10Е7, как почему-то подумал, отвлекшись. Поэтому и получил 223, вместо -153-80=-233.

Пожалуй, насчет умножения спуров ддсной подставки вы правы. Тогда выигрыш в схеме Алексея только по смесительным спурам. Хотя, может, и у virustek смесительные окажутся не критичны, соотношение частоты сравнения к подставке 14-16, что не так уж и плохо. Правильно было бы прогнать предполагаемый к использованию смеситель от двух хороших генераторов на предмет реального уровня комбинационных палок, пересекающих разностную частоту. Да и ддс в предполагаемом диапазоне с нужным шагом тоже.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Oct 20 2015, 20:38

[VCO]

Если ПСС так критичны, то лучше вообще забыть о DDS, тем паче, что задача не такая уж сложная и имеет много альтернативных вариантов решения без его использования. Тут ещё актуален вопрос со временем перестройки: с любой частоты на любую или с соседней на соседнюю?

[virustek]

Если ПСС так критичны, то лучше вообще забыть о DDS, тем паче, что задача не такая уж сложная и имеет много альтернативных вариантов решения без его использования. Тут ещё актуален вопрос со временем перестройки: с любой частоты на любую или с соседней на соседнюю?

Переключение требуется с любой частоты на любую. Для этого потребуется введение предустановки?

[VCO]

Для этого потребуется введение предустановки?

Не думаю. Хотя всё зависит от выбранной архитектуры и элемента, нарезающего сетку частот.
Надо заметить, что дробночисленная ФАПЧ в узком диапазоне частот перестраивается быстро.
Но я бы всё- таки нарезал целочисленной вверху и спустил бы вниз, можно даже в 10 мкс вписаться.
Время перестройки определяется не провалом сигнала Lock Detect, а точностью захвата частоты.
Поэтому желательно обеспечить запас по расчётному времени перестройки, т.е. FracPLL не использовать.

Вот, кстати, второй довод в пользу DDS. Но из-за жёстких требований по ПСС он может не подойти.
Т.е. всё логически сводится к двух- или многоконтурной целочисленной ФАПЧ, не обязательно офсетной.

[virustek]

Еще такой вопрос по применимости ЧФД: у хиттайта есть два ЧФД HMC439QS16 и HMC984LP4E, второй программировать надо по SPI и можно использовать в режиме целочисленного деления.

Шумовая полка вроде одинаковая получается HMC439 - FOM= (-153-20*log10e8)=-233 dBc/Hz, у второго в даташите приведена цифра FOM=-231 dBc/Hz. Как я понимаю, в идеальном случае проигрыш по шумам 2 дБ. (у ADF4002, на который я пытался подменить вначале FOM=-222 dBc/Hz)

Адекватна ли замена? Вопрос этот задаю из-за того что надо как-то индицировать захват петли.

[VCO]

Шумовая полка вроде одинаковая получается HMC439 - FOM= (-153-20*log10e8)=-233 dBc/Hz, у второго в даташите приведена цифра FOM=-231 dBc/Hz. Как я понимаю, в идеальном случае проигрыш по шумам 2 дБ.

Там проигрыш по шумам не только из-за разницы в 2 дБ, но и из-за разницы максимальной частоты сравнения. У первого она может быть на порядок выше. Тут как раз при выборе частоты сравнения и расчёте надо учитывать желаемый профиль шумов, а не шумы в одной точке. Если "плечи" надо сгладить максимально, то лучше опору и частоту сравнения выбрать с запасом. Иначе можно поиметь шумы на дальних отстройках бОльшие, чем на 2-20 кГц.

[virustek]

VCO, То есть для частоты сравнения порядка 100 МГц и PLL фильтра 1 МГц замена получается адекватна, т.к. максимальная частота ЧФД HMC984 при 2 dBm Square-Wave Input DC-150 MHz(6 страница даташита). Правильно я Вас понял?

Сообщение отредактировал virustek - Oct 22 2015, 09:10

[VCO]

VCO, То есть для частоты сравнения порядка 100 МГц и PLL фильтра 1 МГц замена получается адекватна, т.к. максимальная частота ЧФД HMC984 при 2 dBm Square-Wave Input DC-150 MHz(6 страница даташита). Правильно я Вас понял?

При одинаковой частоте - адекватна. Но Вы не меня, а себя правильно поняли. Я же имел в виду другое - стОит ли останавливаться на 100 МГц?

[virustek]

Вопрос по индикации захвата для HMC439QS16 все еще адекватен. Если я правильно понял статьи из интернетов, то для этого нужно еще один ФД лепить,который отслеживает изменения на выходе основного ЧФД?


Сообщение отредактировал virustek - Oct 22 2015, 19:33

[VCO]

Вопрос по индикации захвата для HMC439QS16 все еще адекватен. Если я правильно понял статьи из интернетов, то для этого нужно еще один ФД лепить,который отслеживает изменения на выходе основного ЧФД?

Наверное всё-таки не индикации, а идентификации или обнаружения. Ну это не так уж важно. Ещё один ФД со схемой LD лепить не обязательно.
Можно использовать DDS и/или ДДПКД для переноса выходной частоты ФАПЧ вниз и сравнения с опорной, как советовал Александр Ченакин.
Можно измерять управляющее напряжение и его состояние на входе ГУНа с помощью АЦП, как я решил делать в схеме с предустановкой.

[Master_MW]

Я бы второй HMC439 для индикации захвата не использовал - получается плохо - я уже пытался так делать. Это громоздко и не так эффективно, как хотелось бы.
У 439 дифференциальный выход (пилообразное напряжение ошибки появиться либо на одном либо а втором выходе, в зависимости на каком из входов частота выше в случае срыва захвата). Если отсутствует РЧ сигнал хотя бы на одном из входов ЧФД - напряжения ошибки не будет вовсе. Этот факт также нужно учитывать. Отсюда вытекает широкополосный дифференциальный усилитель по выходу, либо два амплитудных детектора плюс контроль входных РЧ сигналов. А если синтезатор двух - трехконтурный? Дорого и не практично, плюс энергопотребление....

Далее. Размах напряжения ошибки в 439-ом сильно зависит от разности частот между входами ЧФД (чем больше разница, тем меньше напряжение = серьезный динамический диапазон амплитудного детектора, а это дополнительные проблемы.) Конечно, все это решаемо - а смысл?

Таким образом, деление выходного сигнала при помощи, например, HMC983,(с предварительным делением на 2 или 4 или больше для случаев выходной частоты 6 ГГц и выше) и сравнение результата с опорной частотой синтезатора позволяет контролировать исправность в целом сколь угодно сложного синтезатора от опорника до выхода, что есть гораздо проще и удобнее. В случае для не совсем уж малой сетки частот я бы ставил именно делитель, DDS имеет бОльшее энергопотребление.

На чем сравнивать поделенный выход и опору - тут вариантов несколько. Можно сделать детектор на триггерах, и на простом смесителе, по классике. Я давил фильтром НЧ высшие гармоники 983-го делителя и сравнивал на обычном смесителе. Потом ФВЧ и амплитудный детектор. Получилось просто и крайне надежно.

[khach]

А можно факт захвата частоты детектировать используя обычынй синтезатор типа того же ADF4113 или ADF4158 только в качестве lock detect? Т.е в петлю он не включен, только поданы сигналы опорной частоты и с выхода синтезатора, а используется только встроенный модуль lock detect (аналоговй или цифрвой). Как эти детекторы поведут себя в таких условиях?

[Master_MW]

А можно факт захвата частоты детектировать используя обычынй синтезатор типа того же ADF4113 или ADF4158 только в качестве lock detect? Т.е в петлю он не включен, только поданы сигналы опорной частоты и с выхода синтезатора, а используется только встроенный модуль lock detect (аналоговый или цифровой). Как эти детекторы поведут себя в таких условиях?

Как показала практика, плохое решение. Пробовал, наиболее плотно на ADF4002, и на некоторых других. Lock Detect срабатывает только после того, как разница между частотами составляет десятки МГц (у меня доходило до 40 МГц). Одинаково плохо работало и при аналоговом и при цифровом lock detect. С чем это связано - я так и не понял.Что ни делал с настройками чипа- не помогало. ГУН грубо предустанавливался со сравнимой точностью.

Вопрос в тему: кто- нибудь пробовал девайс http://www.wenzel.com/model/phase-lock-loop-lnpll/?

[Saniok84]

Я бы второй HMC439 для индикации захвата не использовал - получается плохо - я уже пытался так делать. Это громоздко и не так эффективно, как хотелось бы.
У 439 дифференциальный выход (пилообразное напряжение ошибки появиться либо на одном либо а втором выходе, в зависимости на каком из входов частота выше в случае срыва захвата). Если отсутствует РЧ сигнал хотя бы на одном из входов ЧФД - напряжения ошибки не будет вовсе. Этот факт также нужно учитывать. Отсюда вытекает широкополосный дифференциальный усилитель по выходу, либо два амплитудных детектора плюс контроль входных РЧ сигналов. А если синтезатор двух - трехконтурный? Дорого и не практично, плюс энергопотребление....

Господа! Есть простое решение без этих ужасных извращений!
https://ez.analog.com/servlet/JiveServlet/d...1014%20Rev3.pdf - старый добрый 439 с Lock Detect!
УРА товарищи!

[VCO]

Господа! Есть простое решение без этих ужасных извращений!
https://ez.analog.com/servlet/JiveServlet/d...1014%20Rev3.pdf - старый добрый 439 с Lock Detect!
УРА товарищи!

Есть то он есть, дык хто ж его дасть:
http://www.findchips.com/search/HMC3716
По серийному номеру и поиску на самих Hittite тоже куку:
http://hittite.com/search/index.html
Судя по даташиту, ему так и не дали появиться перед тем, как ADI купили Hittite...

[Saniok84]

Я не специалист по закупкам, но на Abtronix выставили по ним счёт. Где-то по 80 у.е.

[VCO]

Да, довольно странная позиция. Вроде наименование новое, Google даёт ссылку на New Products, хотя я её там не видел и сейчаc её там нет.
Неблагозвучный у нас EBV Electronik в RF AND MICROWAVE IC Selection Guide 2015 тоже даёт ссылку на неё. Хорошо бы, если она таки есть...

[Master_MW]

Да, довольно странная позиция. ........ Хорошо бы, если она таки есть...

Похоже, что есть. Удалось заказать несколько единиц для экспериментов.

[VCO]

Похоже, что есть. Удалось заказать несколько единиц для экспериментов.

Отлично, я буду следующим заказчиком. Спасибо, что сообщили!

[Master_MW]

Отлично, я буду следующим заказчиком. Спасибо, что сообщили!

Не за что. Забыл написать в предыдущем посте: цена одной единицы в Минске составила около 90 долларов США. Но, по логике, в РФ должно быть дешевле...

[VCO]

Всё, нет больше hittite.com , автоматом переводят на analog.com

HITTITE.COM
IS NOW
ANALOG.COM

[virustek]

Не может ли кто подсказать по такой проблеме:

Имеется связка HMC3716 c операционником AD797, которая управляет ГУНом HMC391LP4E. Нужно снять частоту 3915 МГц (далее с шагом 0,1 МГц) .

На опорный вход Фапча подается 315 МГц, на вход обратной связи со смесителя (Fгун - 3600 МГц). Полоса фильтра около 1 МГц.

Сначала запитал ОУ однополярным питанием - Гун не схватывался до 4 ГГц , т.к. ОУ ограничен снизу около 0,7 В (не rail to rail). После чего подал двуполярное питание на ОУ -5/+15В - ФАПЧ стал прекрасно хватать ГУН.

Проблема в следующем: при включении питания ОУ выдает отрицательное напряжение, вследствие чего ГУН почти не выдает мощности, кольцо не в захвате и не соберется захватываться.
Если сначала подать "0 В" на отрицательный вывод питания ОУ, а потом "-5 В", то кольцо захватывается и дальше прекрасно работает.

Как можно решить эту проблему и где я ошибся (слишком узкая/широкая полоса петли ФАПЧ к примеру)? ГУН менять не вариант, чтобы избежать работы в диапазоне низких значений управляющего напряжения. Заранее спасибо!

P.S. уже второй раз такие грабли - до этого при связке 1508ПЛ9Т+1432УД2 и самопальным ГУНом с питанием +-15В - решилось отказом от отрицательного питания.

Сообщение отредактировал virustek - Jul 27 2018, 10:04

[Cach]

Если сначала подать "0 В" на отрицательный вывод питания ОУ, а потом "-5 В", то кольцо захватывается и дальше прекрасно работает.
Как можно решить эту проблему и где я ошибся (слишком узкая/широкая полоса петли ФАПЧ к примеру)?
P.S. уже второй раз такие грабли - до этого при связке 1508ПЛ9Т+1432УД2 и самопальным ГУНом с питанием +-15В - решилось отказом от отрицательного питания.

Не пробовали подавать напряжение больше минус 5 В, например минус 1,5 В? Поделитесь, какие шумы внутри петли вы получили при связке 1508ПЛ9Т+1432УД2. Интересует, насколько больше шумит 1432УД2, по сравнению с тем же AD797?

Сообщение отредактировал Cach - Jul 27 2018, 12:21

[virustek]

Не пробовали подавать напряжение больше минус 5 В, например минус 1,5 В? Поделитесь, какие шумы внутри петли вы получили при связке 1508ПЛ9Т+1432УД2. Интересует, насколько больше шумит 1432УД2, по сравнению с тем же AD797?

Пробовал от -1,5 до -15 эффект одинаковый.

Требований к шумам 1508ПЛ9+1432УД не было (не хуже -85 на 10 кГц) - при частоте сравнения 4 МГц на 1600 МГц (N=400) E4443A намерял -102 дБс на отстройке 10 кГц.

[Cach]

Пробовал от -1,5 до -15 эффект одинаковый.

Попробуйте подать около минус 0,8 В, отрицательного напряжения на выходе не должно быть в этом случае

Сообщение отредактировал Cach - Aug 8 2018, 04:12

[microwave_spb]

Не может ли кто подсказать по такой проблеме:

Известная проблема с ГУНами от AD, что при 0 на управляющем напряжении выходная мощность мала, либо основная гармоника меньше второй и захвата не происходит.

Попробуйте при включении поменять полярность фазового детектора, а потом вернуть ее обратно.

[khach]

Сталкивался со срывом колебаний осциллятора ЖИГ при выходе за диапазоны перестройки. Приходилось ставить усилитель с управляемыми порогами ограничения ( сверху и снизу). Но для ЖИГа такой усилитель стоит в контуре управления основной обмоткой, а петля замкнута по FM обмотке, поэтому срабатывание ограничителя практически не влияет на спектр сигнала. А как с этим обстоят дела у варикапных ГУН? Встречал ли кто "красивые" схемы активного петлевого усилителя с ограничителями уровня или схемами типа аналогового ПИД для исключения овершотов ( перерегулировки) по частоте при большом шаге перестройки?

[Chenakin]

Встречал ли кто "красивые" схемы активного петлевого усилителя с ограничителями уровня или схемами типа аналогового ПИД для исключения овершотов ( перерегулировки) по частоте при большом шаге перестройки?

Для двухпетлевой схемы (в смысле, первая классическая петля для предустановки, вторая офсетная – для собственно фазовых шумов) – первая петля устанавливает частоту, шумы роли не играют, можно применить любые костыли для ограничения напряжения. Далее переключаемся (за наносекунды) на вторую основную петлю, которая уже определяет фазовые шумы без дураков. Решение, возможно, и не красивое, но надежное на все сто.

[khach]

Далее переключаемся (за наносекунды) на вторую основную петлю, которая уже определяет фазовые шумы без дураков.

А можно кратенький ликбез про конструкцию самого переключателя? Какой активный элемент применить? А лучше маленький кусок реальной схемы посмотреть ( это я конечно наглею).
А то постоянно были проблемы или наловить шумов от цифровой части через вход управления переключателя, или слишком затянуть фронт сигнала управления фильтром, или инжектируемым зарядом переключателя вообще сорвать захват петли.
Про проблемы со спектром от переключателей с внутренним генератором отрицательного напряжения вообще молчу.
Лучший переключатель управляющего напряжения синтезатора имхо конечно геркон, но медленный слишком и дребезг, а ртутных уже не осталось.

[Cach]

А можно кратенький ликбез про конструкцию самого переключателя? Какой активный элемент применить? А лучше маленький кусок реальной схемы посмотреть ( это я конечно наглею).
А то постоянно были проблемы или наловить шумов от цифровой части через вход управления переключателя, или слишком затянуть фронт сигнала управления фильтром, или инжектируемым зарядом переключателя вообще сорвать захват петли.
Про проблемы со спектром от переключателей с внутренним генератором отрицательного напряжения вообще молчу.
Лучший переключатель управляющего напряжения синтезатора имхо конечно геркон, но медленный слишком и дребезг, а ртутных уже не осталось.

ADG723 или подобный посмотрите. По линии управления можно поставить цифровой буфер и LC-фильтр.

Сообщение отредактировал Cach - Aug 14 2018, 01:55