СЦ ВЧ транзисторов Опции

[Mishuroff]

Здравствуйте, уважаемые коллеги. Интересует такой вопрос: как в программе AWR MO произвести перерасчет СЦ ВЧ транзистора с одного диэлектрика на другой?
Например: имеем транзистор https://www.macomtech.com/datasheets/MAGX-0...0-600L00_V3.pdf
Производитель указывает входной и выходной импеданс, а так же предлагает конфигурацию СЦ. В данном примере в качестве диэлектрика используется Rogers RT6010LM с эпсилон 10.2 и толщиной 0.625 мм, я же хочу изготовить данную СЦ на Isola 680 с эпсилон 3.45 и толщиной 0.508 мм.
Это первое.
Второе: я хочу видоизменить СЦ, сделав ее гибридной, используя как распределенные элементы, так и сосредоточенные, при этом я не хочу что бы частотная полоса уменьшилась.

Если кто нибудь занимался подобными вещами, очень прошу совета.

[AFK]

Рисуете цепь согласования с произвольными значениями параметров. Заходите в меню Simulate->Optimize, открываете вкладку Variables. Ставите галки в столбце Optimize напротив элементов цепи. Создаёте график Im(Z) и Re(Z). В Project Browser тыкаете правой кнопкой на Optimizer Goals, в контекстном меню кликаете Add Optimizer Goal... Устанавливаете значения, приведённые в даташите - они отобразятся на графике. Далее запускаете оптимизацию (Simulate->Optimize:Start), пьёте чай и вуаля.

[Белый дед]

пьёте чай и вуаля.

Если бы все было так просто.
s-параметры транзистора, приведенные в даташите и измеренные на тестовой плате производителя, на другом диэлектрике будут сильно отличаться.

[MePavel]

Если бы все было так просто.
s-параметры транзистора, приведенные в даташите и измеренные на тестовой плате производителя, на другом диэлектрике будут сильно отличаться.

Вы считаете, что транзисторы обмеряются висящими в воздухе?
s-параметры измеряются в оснастке производителя - т.е. на плате из определенного диэлектрика и определенной толщины.

S-параметры (а так же оптимальные значения импеданса источника Zs и нагрузки Zl) радиочастотных транзисторов с планарными выводами производители должны приводить в опорной плоскости (Reference Plane), расположенной у основания вывода. Другими словами вывод транзистора и всё что находится под ним исключается из рассмотрения.
Таким образом, при правильно снятых Sparam, Zs, Zl транзистор должен одинаково согласоваться при использовании различных материалов печатных плат (подложек). Этим достигается универсальность этих параметров.

Векторным анализатором никто не меряет, нет таких калибровок до плоскости сечения выводов.

Существуют калибровочные вставки. Например Delay Line с известным волновым сопротивлением.

В документах приводят промоделированное значение топологии ПП, после окончательной юстировки.

Как показывает практика данный метод не всегда точно работает.

Процесс согласования - это долгий кропотливый процесс с кромсанием/приклеиванием фольги или размазыванием индия.

По своему опыту работы с Source- и Load Pull системами применительно к мощным ВЧ и СВЧ транзисторам, могу сказать что при активной составляющей импеданса не менее 2-3 Ом и рабочих частотах до 3 ГГц спроектированная топология платы начинает хорошо работать с первой итерации. Разумеется реактивная составляющая должна быть соизмерима с активной.

Причем усилитель работает в нелинейном режиме и его выходная мощность сильно зависит от согласования по 2-ой и 3-ей гармонике, о чем производитель умалчивает.

Думаю в данном случае не в гармоники играем, если нас не интересуют единицы и десятые доли процента КПД. Но нельзя отрицать и этот факт. Существуют несколько разновидностей Load Pull систем, которые позволяют создавать согласование на гармониках. Но для очень мощных транзисторов (200-1000 Вт) - это слишком затратно.

Как правило бессмысленно говорить о согласовании на гармониках, если транзистор имеет внутреннее согласование выхода.

Если честно я не знаю как в MO задать комплексное сопротивление, именно отсюда у меня и идет извращение с конденсаторами или индуктивносятми.

Есть такой элемент IMPED находится по пути General -> Passive -> Other
Редко пользуюсь, но есть ещё ZFREQ по пути Lumped Element -> Resistor.


Сообщение отредактировал MePavel - Nov 11 2013, 18:26

[rloc]

Существуют калибровочные вставки. Например Delay Line с известным волновым сопротивлением.

Если Вы о TRL калибровке говорите, то для точности нужна воздушная линия, все остальное - от лукавого. Воздушные линии под низкоомные усилители никто не делает. Печатные линии с диэлектриком не дают достаточной точности, сказывается влияние факторов разброса абсолютного значения проницаемости и изменения эффективной проницаемости от ширины проводника.

По своему опыту работы с Source- и Load Pull системами применительно к мощным ВЧ и СВЧ транзисторам, могу сказать что при активной составляющей импеданса не менее 2-3 Ом и рабочих частотах до 3 ГГц спроектированная топология платы начинает хорошо работать с первой итерации. Разумеется реактивная составляющая должна быть соизмерима с активной.

Вы про Маури говорите? Если за неделю справитесь с подгонкой топологии, приходите к нам работать, найдем чем занять ))

Думаю в данном случае не в гармоники играем, если нас не интересуют единицы и десятые доли процента КПД. Но нельзя отрицать и этот факт. Существуют несколько разновидностей Load Pull систем, которые позволяют создавать согласование на гармониках. Но для очень мощных транзисторов (200-1000 Вт) - это слишком затратно.

Причем здесь Load Pull системы? Речь идет о топологии. А согласование на гармониках, к сведению, дает выигрыш по мощности на основной частоте до 20%. И в приведенном автором усилителе об этом явно не подумали - существенный разброс мощности и эффективности в полосе 70 МГц.

[MePavel]

Если Вы о TRL калибровке говорите,

Да, именно о ней.

то для точности нужна воздушная линия, все остальное - от лукавого.

Странно тогда, что Вы считаете метод математического моделирования топологии реально полученных СЦ с целью нахождения Zs и Zl наиболее точным.

Воздушные линии под низкоомные усилители никто не делает. Печатные линии с диэлектриком не дают достаточной точности, сказывается влияние факторов разброса абсолютного значения проницаемости и изменения эффективной проницаемости от ширины проводника.

Про эффективную проницаемость, как мне кажется, это уже слишком.
Предполагается, что имеется набор калибровочных микрополосковых вставок с нормированным волновым сопротивлением в заданном диапазоне частот.

Вы про Маури говорите? Если за неделю справитесь с подгонкой топологии, приходите к нам работать, найдем чем занять ))

Интересно, чем Вас Maury MW не устраивает в данном вопросе?

Причем здесь Load Pull системы? Речь идет о топологии.

Имелось ввиду, что с помощью Load Pull измеряются оптимальные нагрузки на фундаментальной частоте и её гармониках. А уж потом по этим данным разрабатывается топология платы.

А согласование на гармониках, к сведению, дает выигрыш по мощности на основной частоте до 20%.

Если рассматривать работу обсуждаемого транзистора в ВЧ и ОВЧ диапазонах, то возможно и так.

И в приведенном автором усилителе об этом явно не подумали - существенный разброс мощности и эффективности в полосе 70 МГц.

Мне не очень понятно, из каких соображений Вы считаете, что можно существенно поднять мощность и КПД, приведенного автором усилителя, если произвести должное согласование на 2 и 3-й гармониках?
Обращаю внимание, что частоты гармоник приличные, а выходной импеданс достаточно низкий. Добротность согласующих цепей и выходной емкости транзистора невелика на этих частотах. Я думаю, что разработанные СЦ с у четом импеданса гармоник в данном усилителе будут работать как хорошие планарные излучатели и поглотители полезной мощности. Кроме того, возрастёт сложность проектирования (синтеза, оптимизации, подгонки), увеличится разница между результатом моделирования и реальной платой, повысится чувствительность к технологическим разбросам материала и топологии печатной платы, увеличится неравномерность и крутизна изменения коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот, возрастёт чувствительность к КСВН нагрузки и т.п.
В любом случае, в даташите на рассматриваемый GaN nHEMT нет данных по гармоникам. Поэтому считаю, что нет смысла заострять своё внимание на этом.

Это все слова.
В жизни при изменении толщины диэлектрика с 0,25 на 0.5 мм получили усиление транзисторов Mitsubishi 7 дБ вместо ожидаемых 21 дБ на частоте 10 ГГц.
Все дело в том, что рекомендованную топологию посадочного места компонента из даташита нельзя тупо переносить на новую толщину диэлектрика. Просто работать не будет.
А если изменяем топологию - s-параметры будут совершенно другие.

Я понял о чём Вы хотите сказать. Отчасти Вы правы. Но в Вашем случае посадочное место, судя по всему, не причём.
Разработчики мощных RF транзисторов прекрасно понимают, что для уменьшения влияния посадочного места (индуктивности истока) нужно делать основание корпуса как можно тоньше, а ширину вывода как можно шире (но с учетом критической частоты полосковой линии). Как правило, при использовании толщин диэлектрика меньших, чем расстояние между нижней плоскостью корпуса и плоскостью выводов проблем при использовании S-параметров, Zl и Zs не возникает.
Что касается Вашего случая, то такой грандиозный провал усиления не иначе как грубой ошибкой в переносе топологии на другой материал назвать нельзя. И ошибка в общем-то типичная. При переходе на большие толщины диэлектрика уже становится невозможным создание низкоомных полосковых линий из наличия критической частоты (эти линии, чаще всего выполняют функции согласующих ёмкостей). Начинают сильно влиять переходы между микрополосками разной ширины. Таким образом, существуют вполне определённые требования к толщине и относительной диэлектрической проницаемости материала печатной платы (подложки).

[rloc]

Про эффективную проницаемость, как мне кажется, это уже слишком.

В данном случае у нас речь о "microstrip", как ПП так и калибровок, а значит имеет место быть распространение сигнала в двух средах: диэлектрике и воздухе. Эффективная диэлектрическая проницаемость (ЭДП) - это как раз и есть то понятие, которое характеризует дисперсию сигнала из-за распространения в разных средах и зависит от толщины линии. Для TRL калибровки важное значение имеет задержка или фазовый набег, которые трудно точно измерить для линий "microstrip". По материалам научных статей, ЭДП является большой головной болью.

Странно тогда, что Вы считаете метод математического моделирования топологии реально полученных СЦ с целью нахождения Zs и Zl наиболее точным.

В конечном итоге получается, что калибровочные "delay line" тоже моделируются, либо измеряются с помощью других моделированных линий. Так не лучше ли исключить промежуточные измерения/моделирования?

Предполагается, что имеется набор калибровочных микрополосковых вставок с нормированным волновым сопротивлением в заданном диапазоне частот.

У Вас есть данные по точности, которые дают эти вставки?

Интересно, чем Вас Maury MW не устраивает в данном вопросе?

Хорошая контора.

В любом случае, в даташите на рассматриваемый GaN nHEMT нет данных по гармоникам. Поэтому считаю, что нет смысла заострять своё внимание на этом.

Когда автор нарисует свою топологию и повторит сопротивления по основной частоте, а полоса окажется уже чем надо, будет знать в какую сторону "копать".

[MePavel]

В данном случае у нас речь о "microstrip", как ПП так и калибровок, а значит имеет место быть распространение сигнала в двух средах: диэлектрике и воздухе. Эффективная диэлектрическая проницаемость (ЭДП) - это как раз и есть то понятие, которое характеризует дисперсию сигнала из-за распространения в разных средах и зависит от толщины линии. Для TRL калибровки важное значение имеет задержка или фазовый набег, которые трудно точно измерить для линий "microstrip". По материалам научных статей, ЭДП является большой головной болью.

Мне кажется, что Вы хотите получить какую-то нереальную точность от калибровки. Про ЭДП я в курсе и насчёт большой головной боли по этому поводу Вы зря. В книге Фуско «СВЧ цепи…» приводится два метода расчёта волнового сопротивления микрополосковой линии для разных соотношений W/h. Каждый метод, по словам автора, даёт погрешность расчёта волнового сопротивления microstrip не более 1 %. Сам пользуюсь TXLine от AWR. И никаких расхождений от EM-моделирования простой полосковой линии мною замечено не было.

Для TRL калибровки важное значение имеет задержка или фазовый набег, которые трудно точно измерить для линий "microstrip".

Если длина Thru нулевая (а так чаще всего и предполагается при TRL-калибровке контактных устройств или реальных усилителей), то проблемы с задержкой и фазовым набегом исключаются автоматически. Посмотрите как устроены Test Fixture, например, у Maury MW http://www.maurymw.com/pdf/datasheets/4T-005.pdf

В конечном итоге получается, что калибровочные "delay line" тоже моделируются, либо измеряются с помощью других моделированных линий. Так не лучше ли исключить промежуточные измерения/моделирования?

Не лучше! Delay line очень широкополосная. И никаких сверх сложных моделирований не надо делать, чтобы с высокой точностью рассчитать её
волновое сопротивление. И даже если предположить, что волновое сопротивление линии определено с огромнейшей погрешностью, предположим 20%. То и импеданс транзистора будет определяться примерно с такой же систематической погрешностью. Даже при такой ошибке КСВН нагрузки «усилителя» не превысит 1,2. Что является далеко не плохим показателем (особенно для входа) и потому есть от чего отталкиваться.

А вот моделирование топологии усилителя с целью отыскания оптимального импеданса оказалось бесполезным занятием! Особенно, если усилитель имеет сложные цепи согласования и их большую трансформацию. Небольшая ошибка симулятора, диэлектрической проницаемости материала платы — сразу уход частоты. Импеданс уносит куда попало! Представьте, какие проблемы, если имеются сосредоточенные элементы (индуктивности, конденсаторы), коаксиальные кабели… Да и вообще цепи смещения, выполненные в виде Lambda/4 микрополосковых линий и заканчивающихся на конце шунтирующим конденсатором, перекошенная топология после неудачной подрезки или наклейки фольги. С таким арсеналом плохо моделирующихся элементов шанс уйти от истинного значения импеданса очень велик!

У Вас есть данные по точности, которые дают эти вставки?

Данных по точности именно для вставок нет. Только номинал волнового сопротивления.
В даташите приводится диаграмма Смита и частотная зависимость |S21|, «половинки» экспоненциального перехода Test Fixture. Видно, что всё хорошо работает в заявленном диапазоне частот. Смысла не доверять Maury MW не вижу. Более того, измерял диэлектрическую проницаемость материала плат и вставок на 1 МГц и пересчитывал волновое сопротивление. Всё чётко.

Когда автор нарисует свою топологию и повторит сопротивления по основной частоте, а полоса окажется уже чем надо, будет знать в какую сторону "копать".

Вряд ли тут гармоники ему чем-то помогут. Импеданс нагрузки почти чисто активный. Проблем с полосой быть недолжно, особенно если трансформацию сопротивления осуществить в два (и более) приёма. Предполагается использовать ступенчатый переход (можно поиграться даже с линейным или экспоненциальным переходом). Но слишком длинные и сложные цепи согласования могут иметь бОльшие потери, хоть и обеспечивают лучшую широкополосность.