Широкополосный умножитель частоты Опции

[cornflyer]

От ВЧ системы поступает частота, которая со скоростью 8kHz/1ms увеличивается от 500kHz до 6MHz, фаза - гладкая функция (без скачков)

1. На входе стоит эллиптический BPF 500kHz - 6MHz (5-го порядка)
2. Далее через ВЧ трансформатор отфильтрованная частота подается на уcилитель G=+10 (AD8067 с G=+10 не искажает в полосе),
3. Далее детектор нуля (ADCMP604)
На выходе компаратора - меандр, который хотелось бы умножить раз в 30 для тактирования АЦП.

Я нашел CS2300-03, который умножает в 4 раза
После него можно поставить CS2300-01 для умножения в 8 раз
В итоге частота должна умножится в 32 раза.

У меня есть вопрос к стабильности работы такого решения - будет ли работать вообще ?
В идеальном случае, когда duty cycle 50% или когда на входе может быть duty cycle 30-70% (после детектора нуля)

PS
в мануале на CS2300-OTP сказано
The following outlines which conditions cause the PLL to go unlocked:
• Discontinuities on the Frequency Reference Clock, CLK_IN.
• Gradual changes in CLK_IN frequency great
er than ±30% from the starting frequency.
• Step changes in CLK_IN frequency

[cornflyer]

эта задача из ускорительной физики
в процессе ускорения ионного пучка его оборотная частота растет ( в LHC, например, она поястоянна и равна 10kHz, однако для маленьких ускорителей это сделать сложнее)
и чтобы ее вычесть из результата измерений и избежать лишних вычислений - АЦП тактируется частотой от ВЧ системы
это уже работает , но возникла необходимость синхронизации измерений с нужным сгустком ионов (bunch)
для этого частота уножается в 30 раз
и можно двигать фазу тактирования АЦП достаточно точно

это очень плохое решение

вот я и спрашиваю, может кто знает как сделать лучше?

[Lmx2315]

и чтобы ее вычесть из результата измерений и избежать лишних вычислений - АЦП тактируется частотой от ВЧ системы

..тут постоянную частоту для АЦП получить проблема, чтобы обеспечивала требуемый С\Ш а вы боитесь "лишних" вычислений.
Тем более как я понял у вас можно результаты эксперимента записать и обрабатывать сколько хочешь времени потом. Да даже если и на лету - то не вижу проблем взять ПЛИС потолще, кроме финансовых. И уже в математике цифровым ЛЧМ DDS исправить что нужно.

Мне кажется вычисления - правильный путь, а ваш тупик.
з.ы
Сделать тактовую чтобы она плавала от 6 до 192 МГц и при этом была с гладкой фазой и не плавала от времени и температуры и чтобы шумы были низкие (какой у вас АЦП кстати?) это гораздо труднее чем сделать всё в цифре.
И ещё, не понимаю как должен работать ваш антиальязинговый фильтр перед АЦП, ему ведь надо как то отслеживать изменение частоты найквиста в 32 раза.

[cornflyer]

Спасибо, думаю, что Вы правы - буду делать все на Kintex-7
АЦП - AD7760 24 bit, 2.5 MSPS, параллельный интерфейс
тактирование кратной частотой - до 2.4MSPS, т.е. каждый 80-й такт будет использоваться для запуска АЦП
600kHz ... 6000kHz x 32 => 19.200MHz ... 192MHz / 80 => 240kHz ... 2.4MHz
и будет возможность подобрать начало запуска измерений

Как тут уже много раз советовали, "нос" и "хвост" можно домерять интегратором.

Есть, в этой ветке уже маячил, но я уже забыл производителя.

Ну и тут, думаю, не всё так гладко. Скорее логику Hittite придётся задействовать.
Косвенный метод выглядит на порядок безобиднее и точнее.

Прошу Вас поподробнее о косвенном методе

[VCO]

Спасибо, думаю, что Вы правы - буду делать все на Kintex-7

В чём прав? Я этого не предлагал - Вы это преложили сами себе...

Прошу Вас поподробнее о косвенном методе

Ну там смысл в том, что бОльшую часть периода (а в вашем случае лучше полупериода) измеряют грубо "в лоб" счётной схемой, которая не обеспечивает необходимой точности измерений, а время от стартового фронта измеряемого сигнала до первого счётного фронта опоры и время от последнего счётного фронта опоры до финишного фронта измеряемого сигнала измеряют посредством преобразования времени в напряжение с помощью калиброваного интегратора с аналоговым ЗУ и АЦП на выходе. Дрейф аналоговой схемы в процессе работы постоянно корректируется по той же счётной опоре, которая измеряет основную часть периода (полупериода) в процессе измерения, в результате чего влияние ТКС и ТКЕ интегратора и других факторов, вносящих погрешность, минимизируется.

По данному принципу можно построить схемы, измеряющие с пикосекундными точностями без использования СВЧ-опоры и СВЧ-логики.