Цитата(Ne-X-uS @ Jun 8 2007, 02:46)
Обясните пожалуйста...
Просто схему, которую я нарисовал, я видел во всех китайских БП АТХ 150-250 Вт, которые у меня есть, а есть их у меня аж 16 штук рабочих и стока же нерабочих примерно...
Про схему на бумажке в клеточку:
1. Запирание силового транзистора - пассивное, по крайней мере на первоначальном этапе, сразу после отпирания запирающего маломощного транзистора. В данном случае высока вероятность вторичного пробоя, связанного с таким режимом работы ключа.
2. Схема стабилизации достаточно ущербна, поскольку:
а) завязана непосредственно на базу мощного транзистора, что в приличном обществе просто недопустимо (мухи должны быть отдельно, а котлеты тоже отдельно),
б) не совмещена со схемой защиты по току, что делает невозможным так называемое "управление по току", без которого нынче не работает ни один flyback.
Вторая схема уже получше, но недостаток 1 не устранен и введен дополнительный - отсутствие демпфирования первичной обмотки. Обычно, снаббер, нарисованный параллельно силовому ключу, применяется вместе с демпферной цепью, такой, как на бумажке в клеточку, но никоим образом не отдельно.
На мой взгляд, все это вызвано экономией китайцами, как деталей, так и места на ПП, особенно в массовых дешевых БП, упомянутых Вами.
Цитата(Ne-X-uS @ Jun 8 2007, 02:46)
Насколько я понял в схеме приведенной вами стабилизация выходного напряжения осуществляется с помощью ЧИМ, т.е. длительность открытого состояния постоянна, а длительность закрытого меняется.
Не совсем так. Здесь меняется длительность как открытого, так и закрытого состояния ключа, вместе с отношением открытого состояния к периоду. Раньше это называлось дельта-сигма модуляцией. А нынче этот термин перекочевал в область АЦП.
Цитата(Ne-X-uS @ Jun 8 2007, 02:46)
Если не трудно, опишите пожалуйста рассчет этой схемы...
И еще каковы критерии выбора коэффициента заполнения для флаев... я знаю что предпочтителней
[0-0,5], но некоторые в рабочей точке делают его например 0,3, а не 0,5, хотя при 0,5 макс выходное напряжение при том же к.
Трудно, конечно, но постараюсь...
Учтите, расчет имеет сугубо предварительный характер. Всю схему потребуется промоделировать в PSpice или сразу на макете для определения реальных потерь в компонентах и выбросов напряжений на них же.
Итак:
1. Определяем минимальное и максимальное значения выпрямленного сетевого напряжения Uвх.
Uвх max=sqr(2)*Uсети max,
Uвх min=sqr(2)*Uсети min–2Uд–U~,
где Uд=1 В — прямое падение напряжения на диоде входного выпрямителя,
U~=40 В — размах пульсаций на входном конденсаторе (обычно выбирают из интервала 20…50 В).
2. Выбираем выпрямительные диоды.
Максимальное обратное напряжение на диодах сетевого выпрямителя равно максимальному выпрямленному напряжению Uвх max.
Средний ток диода
Iд ср=Uн*Iн/(2Uвх min*КПД),
где КПД — КПД преобразователя в целом (для современных преобра-зователей составляет 0,75…0,9).
Диоды выбирают так, чтобы их максимальные ток и напряжение превышали расчетные в 2...10 раз.
3. Рассчитываем емкость входного конденсатора.
Сin=0,5Uн*Iн/(КПД*Uсети min*fсети*m*U~),
где fcети — частота сетевого напряжения (50 Гц),
m — число полупериодов выпрямленного напряжения за период сетевого напряжения (для однофазного мостового выпрямителя m=2).
4. Рассчитываем максимальный коэффициент заполнения (отношение длительности импульса к периоду).
Dmax=Uдоп/(Uдоп+Uвх min–Uvt), где
Uдоп — значение, на которое увеличивается напряжение на транзисторе в закрытом состоянии относительно напряжения питания при передаче энергии в нагрузку (выбирают в пределах 50...150 В), Uvt — падение напряжения на транзисторе (для предварительных расчетов принимают равным 2 В).
5. Рассчитываем трансформатор T1.
5.1. Максимальный ток первичной обмотки.
I1и=2,1*Pн/(Uвх min*Dmax*КПД), где
Pн - суммарная нагрузка всех вторичных обмоток.
5.2. Действующее значение тока первичной обмотки 1—2.
I1=I1и*sqr(max/3)
5.3. Коэффициент трансформации для каждой из вторичных обмоток.
ni=wi/w1=(Ui+U2i пр)(1–Dmax)/[(Uвх min–Uvt)*Dmax], где
U2i пр — прямое падение напряжения на диоде вторичной обмотки.
5.4. Действующее значение тока каждой из вторичных обмоток и диода.
I2i=I1/n*P2i/Pн*sqr((1–Dmax)/3), где
P2i=U2нi*I2нi - мощность нагрузки на выходной обмотке.
5.5. Индуктивность первичной обмотки.
L1=Dmax*Uвх min/(I1и*fп), где
fп — частота преобразования при номинальной нагрузке (для обеспечения удержания выходного напряжения на холостом ходу эта частота выбрается сравнительно низкой 16...20 кГц).
5.6. Число витков первичной обмотки.
Выбираем подходящий магнитопровод с распределенным или концентрированным зазором и рассчитываем число витков по одной из методик в зависимости от типа сердечника, исходя из полученной выше индуктивности первичной обмотки.
К примеру, для сердечника с распределенным зазором можно воспользоваться формулой:
w1=10000*sqr(L1*ls/(1,26*Mr*Sc)), где
ls - средняя длина магнитной линии выбранного сердечника (см),
Mr - относительная магнитная проницаемость (для материала МП140 =140),
Sc - поперечное сечение магнитопровода (см^2).
Если сердечник ферритовый из N87, скажем, то тогда считаем число витков, исходя из максимально допустимого приращения индукции за время действия импульса по формуле:
w1=10000*Uвх max*Dmax/(dB*Sc*fп), где
dB - приращение индукции не должно быть более 0,2... 0,25 Тл.
Далее вычисляется немагнитный зазор в сантиметрах исходя из индуктивности, полученной в п. 5.5.
lз=(Mo*Mr*(w1^2)*Sc*1e-2)/L1, где
Mo - абсолютная магнитная проницаемость (4*ПИ*1e-7)
Mr =1 - относительная магнитная проницаемость.
5.7. Число витков во вторичных обмотках.
wi=ni*w1
Расчет трансформатора - процесс итерационный, потому как исходя из требований снижения индуктивности рассеяния, обмотки должны находиться друг над другом в один слой и в то же время обеспечивать пропускание расчетных токов без ощутимого нагрева. Поэтому его придется повторить несколько раз до получения приемлемого результата.
6. Выбираем транзистор.
Действующее значение тока транзистора VT1 равно току первичной обмотки трансформатора.
Максимальное напряжение на транзисторе сразу после его закрывания составляет
Uvt выкл=Uвх max+(Uн+Uпр)*w1/w2+Uls, где
ULs=25...50 В — ЭДС самоиндукции индуктивности рассеяния трансформатора.
Статические потери в транзисторе составят:
Pvt стат=Uvt*I1
Поскольку выбран режим прерывистого потока трансформатора, то динамическими потерями при включении можно пренебречь.
Потери при выключении зависят от времени спада (tсп),
Pvt дин=I1и*Uси выкл*tсп*fп/2
Суммарная выделяемая мощность на транзисторе
Pvt=Pvt стат+Pvt дин
7. Выбираем выпрямительный диод вторичной обмотки.
Действующее значение тока диода равно току вторичной обмотки.
Обратное напряжение на диоде:
Uvd2i=Uнi+Uvt выкл*w2/w1.
Статические потери на диоде
Pvd2i стат=Uvd2i пр *I2i.
Поскольку выбран режим прерывистого потока трансформатора, то динамические потери на диоде будут незначительны и ими можно пренебречь.
Приблизительно таким вот образом... Здесь отсутствует расчет демпферной цепи, но об этом позже...
Цитата(Ne-X-uS @ Jun 8 2007, 02:46)
Р.S.: Хоть и оффтоп, но немогли бы вы поделиться русскими библиотечками для оркада...
Поясните, пожалуйста, что означает фраза "русские библиотечки для оркада":
1. графику по ЕСКД,
2. PSpice модели наших компонентов,
3. упаковку в наши корпуса,
4. все вместе взятое?
И последнее. Если не секрет, зачем Вам все это надо? На биполярных транзисторах уже давно никто ничего не делает.
Помогите расчитать БП
May 26 2007, 21:13
