Вообщем закзали мне один девайс, по питанию я поставил туда обычный 50 герцовый транс, но вес в 1 кг заказчика не устроил. Вот теперь надо придумывать чего то. Выходные данные для бп:
32В:250мА
-12В:250мА
-5В:50мА
Думаю взять схемку на подобии блока питания +5SB из комповского БП. Но сколко не искал нигде не нашел расчетов блокинг-генераторов...
Схема примерно такая:

P.S.: Зачем нужна цепь: D1,D2,D3,C4,R5

Советую не ходить по граблям и не париться с блокингами, а выбрать подходящую микруху фирмы Power Integration. У них широкий выбор, а также они дают полно примеров применения, http://www.powerint.com/dak.htm. Можно взять за основу 10-ваттный DAK-18 http://www.powerint.com/PDFFiles/epr18.pdf

Прочел вот это во многом стало понятней. А блокинг хочу сделать из принципа... потомучто низковольтные блокинги делал...

Вот провел некоторые калькуляции:

Проверьте пожалуйста, нигде ли я не накосячил.

ну так сделай автогенератор для себя....а ТОР для заказчика...быстрее будет...трансы готовые продаются на несколько напряжений...ТОРов навалом...схемы готовые есть...КПД большой...

Для заказчика сделаю на ТОРе или на ТNY, а транс и расчитать не проблема...

Теперь, что делать с закзчиком разобрались и можно занятся расчетом блокинга...
Вот тут что-то приблизительное:



Вначале расчитываем все как для флайбэка... это я опустил, т.к. много где написано как...
Снизу приведены эквивалентные схемы базовых цепей во время прямого и обратного ходов... Очевидно, что прямой ход заканчивается придостижени током базы значения равному Ikmax/h21, а обратный ход заканчивается при достижении базового напряжения Ubeнас.


ГУРУ форума ответте пожалуйста, я в правильном направлении иду...


Р. S.: Надо расчитать этот блокинг раз и навсегда!!!

На мой взгляд, подход к проектированию у Power Integrations не совсем верный, особенно в части советов по использованию трансформатора с непрерывным магнитным потоком. Там все не так просто, как написано в их Datasheet'ах и AN. Да и качество самих микросхем оставляет желать... Лучше обратить внимание на Viper' ы от ST. Там, по крайней мере, все по честному.


Для начала, Ваша схема - это не совсем то, что надо...
В такого рода девайсах строго необходима схема ограничения тока силового транзистора. Иными словами, нужен не совсем блокинг...
Транзистор должен включаться по положительному смещению на базе. Далее, за счет ПОС он удерживается в открытом состоянии до тех пор, пока ток коллектора не достигнет некоторой величины, определяемой схемой ограничения тока. После этого транзистор должен закрыться и находиться в этом состоянии, пока не закончится этап передачи тока в нвгрузку, т. е. не закроется выходной диод. После этого процесс повторится заново.
Управляя величиной тока, при которой происходит отключение силового транзостора, можно стабилизировать выходное напряжение.
На мой взгляд, блокинг в чистом виде для источников питания не применим.

Ни кто и не говорит что схема приведенная на рисунке будет использоваться в чистом виде... На рисунке изображены только елементы которые задают временные параметры блокинга... а цепь стабилизации выходного напряжения и защиты транзистора по току... в реальных девайсах есть.

Вот примерная схема большинства устройств питания на блокинге, которые я видел.

Данная схема имеет ряд существенных недостатков. Если Вам будет угодно могу пояснить сей момент более развернуто.



Я не зря подробно описал принцип работы обратноходового преобразователя на основе так называемого блокинг-генератора (с детства не люблю это название). Более правильно такой режим работы называется критическим (critical mode). В первом приближении, длительность открытого состояния ключа в таких схемах обычно определяется индуктивностью первичной обмотки и нагрузкой, а длительность закрытого состояния соответственно индуктивностью вторичной обмотки и все той же нагрузкой. Отношение длительности открытого состояния к периоду, т. е. сумме открытого и закрытого состояний позволяет регулировать или стабилизировать выходное напряжение.
Расчет подобных схем, строится, как правило, исходя именно из этих соображений, а не из тех, которые привели Вы.
В присоединенных файлах находится лично мое видение сего предмета. Fly - это схема маломощного БП со входом 30...60 Вольт и выходом 12 Вольт, а Diagr - диаграммы напряжения на коллекторе и на выходе.
Нажмите для просмотра прикрепленного файлаНажмите для просмотра прикрепленного файла

Обясните пожалуйста...
Просто схему, которую я нарисовал, я видел во всех китайских БП АТХ 150-250 Вт, которые у меня есть, а есть их у меня аж 16 штук рабочих и стока же нерабочих примерно... правда не везде присутствовала защита по току, а из схем, что я нашел в инете отличалась сильно толко вот эта:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Насколько я понял в схеме приведенной вами стабилизация выходного напряжения осуществляется с помощью ЧИМ, т.е. длительность открытого состояния постоянна, а длительность закрытого меняется.
Если не трудно, опишите пожалуйста рассчет этой схемы...
И еще каковы критерии выбора коэффициента заполнения для флаев... я знаю что предпочтителней
[0-0,5], но некоторые в рабочей точке делают его например 0,3, а не 0,5, хотя при 0,5 макс выходное напряжение при том же к.


Р.S.: Хоть и оффтоп, но немогли бы вы поделиться русскими библиотечками для оркада...

Про схему на бумажке в клеточку:
1. Запирание силового транзистора - пассивное, по крайней мере на первоначальном этапе, сразу после отпирания запирающего маломощного транзистора. В данном случае высока вероятность вторичного пробоя, связанного с таким режимом работы ключа.
2. Схема стабилизации достаточно ущербна, поскольку:
а) завязана непосредственно на базу мощного транзистора, что в приличном обществе просто недопустимо (мухи должны быть отдельно, а котлеты тоже отдельно),
б) не совмещена со схемой защиты по току, что делает невозможным так называемое "управление по току", без которого нынче не работает ни один flyback.

Вторая схема уже получше, но недостаток 1 не устранен и введен дополнительный - отсутствие демпфирования первичной обмотки. Обычно, снаббер, нарисованный параллельно силовому ключу, применяется вместе с демпферной цепью, такой, как на бумажке в клеточку, но никоим образом не отдельно.

На мой взгляд, все это вызвано экономией китайцами, как деталей, так и места на ПП, особенно в массовых дешевых БП, упомянутых Вами.



Не совсем так. Здесь меняется длительность как открытого, так и закрытого состояния ключа, вместе с отношением открытого состояния к периоду. Раньше это называлось дельта-сигма модуляцией. А нынче этот термин перекочевал в область АЦП.



Трудно, конечно, но постараюсь...
Учтите, расчет имеет сугубо предварительный характер. Всю схему потребуется промоделировать в PSpice или сразу на макете для определения реальных потерь в компонентах и выбросов напряжений на них же.
Итак:

1. Определяем минимальное и максимальное значения выпрямленного сетевого напряжения Uвх.
Uвх max=sqr(2)*Uсети max,
Uвх min=sqr(2)*Uсети min–2Uд–U~,
где Uд=1 В — прямое падение напряжения на диоде входного выпрямителя,
U~=40 В — размах пульсаций на входном конденсаторе (обычно выбирают из интервала 20…50 В).

2. Выбираем выпрямительные диоды.
Максимальное обратное напряжение на диодах сетевого выпрямителя равно максимальному выпрямленному напряжению Uвх max.
Средний ток диода
Iд ср=Uн*Iн/(2Uвх min*КПД),
где КПД — КПД преобразователя в целом (для современных преобра-зователей составляет 0,75…0,9).
Диоды выбирают так, чтобы их максимальные ток и напряжение превышали расчетные в 2...10 раз.

3. Рассчитываем емкость входного конденсатора.
Сin=0,5Uн*Iн/(КПД*Uсети min*fсети*m*U~),
где fcети — частота сетевого напряжения (50 Гц),
m — число полупериодов выпрямленного напряжения за период сетевого напряжения (для однофазного мостового выпрямителя m=2).

4. Рассчитываем максимальный коэффициент заполнения (отношение длительности импульса к периоду).
Dmax=Uдоп/(Uдоп+Uвх min–Uvt), где
Uдоп — значение, на которое увеличивается напряжение на транзисторе в закрытом состоянии относительно напряжения питания при передаче энергии в нагрузку (выбирают в пределах 50...150 В), Uvt — падение напряжения на транзисторе (для предварительных расчетов принимают равным 2 В).

5. Рассчитываем трансформатор T1.
5.1. Максимальный ток первичной обмотки.
I1и=2,1*Pн/(Uвх min*Dmax*КПД), где
Pн - суммарная нагрузка всех вторичных обмоток.
5.2. Действующее значение тока первичной обмотки 1—2.
I1=I1и*sqr(max/3)
5.3. Коэффициент трансформации для каждой из вторичных обмоток.
ni=wi/w1=(Ui+U2i пр)(1–Dmax)/[(Uвх min–Uvt)*Dmax], где
U2i пр — прямое падение напряжения на диоде вторичной обмотки.
5.4. Действующее значение тока каждой из вторичных обмоток и диода.
I2i=I1/n*P2i/Pн*sqr((1–Dmax)/3), где
P2i=U2нi*I2нi - мощность нагрузки на выходной обмотке.
5.5. Индуктивность первичной обмотки.
L1=Dmax*Uвх min/(I1и*fп), где
fп — частота преобразования при номинальной нагрузке (для обеспечения удержания выходного напряжения на холостом ходу эта частота выбрается сравнительно низкой 16...20 кГц).
5.6. Число витков первичной обмотки.
Выбираем подходящий магнитопровод с распределенным или концентрированным зазором и рассчитываем число витков по одной из методик в зависимости от типа сердечника, исходя из полученной выше индуктивности первичной обмотки.
К примеру, для сердечника с распределенным зазором можно воспользоваться формулой:
w1=10000*sqr(L1*ls/(1,26*Mr*Sc)), где
ls - средняя длина магнитной линии выбранного сердечника (см),
Mr - относительная магнитная проницаемость (для материала МП140 =140),
Sc - поперечное сечение магнитопровода (см^2).
Если сердечник ферритовый из N87, скажем, то тогда считаем число витков, исходя из максимально допустимого приращения индукции за время действия импульса по формуле:
w1=10000*Uвх max*Dmax/(dB*Sc*fп), где
dB - приращение индукции не должно быть более 0,2... 0,25 Тл.
Далее вычисляется немагнитный зазор в сантиметрах исходя из индуктивности, полученной в п. 5.5.
lз=(Mo*Mr*(w1^2)*Sc*1e-2)/L1, где
Mo - абсолютная магнитная проницаемость (4*ПИ*1e-7)
Mr =1 - относительная магнитная проницаемость.
5.7. Число витков во вторичных обмотках.
wi=ni*w1
Расчет трансформатора - процесс итерационный, потому как исходя из требований снижения индуктивности рассеяния, обмотки должны находиться друг над другом в один слой и в то же время обеспечивать пропускание расчетных токов без ощутимого нагрева. Поэтому его придется повторить несколько раз до получения приемлемого результата.

6. Выбираем транзистор.
Действующее значение тока транзистора VT1 равно току первичной обмотки трансформатора.
Максимальное напряжение на транзисторе сразу после его закрывания составляет
Uvt выкл=Uвх max+(Uн+Uпр)*w1/w2+Uls, где
ULs=25...50 В — ЭДС самоиндукции индуктивности рассеяния трансформатора.
Статические потери в транзисторе составят:
Pvt стат=Uvt*I1
Поскольку выбран режим прерывистого потока трансформатора, то динамическими потерями при включении можно пренебречь.
Потери при выключении зависят от времени спада (tсп),
Pvt дин=I1и*Uси выкл*tсп*fп/2
Суммарная выделяемая мощность на транзисторе
Pvt=Pvt стат+Pvt дин

7. Выбираем выпрямительный диод вторичной обмотки.
Действующее значение тока диода равно току вторичной обмотки.
Обратное напряжение на диоде:
Uvd2i=Uнi+Uvt выкл*w2/w1.
Статические потери на диоде
Pvd2i стат=Uvd2i пр *I2i.
Поскольку выбран режим прерывистого потока трансформатора, то динамические потери на диоде будут незначительны и ими можно пренебречь.

Приблизительно таким вот образом... Здесь отсутствует расчет демпферной цепи, но об этом позже...



Поясните, пожалуйста, что означает фраза "русские библиотечки для оркада":
1. графику по ЕСКД,
2. PSpice модели наших компонентов,
3. упаковку в наши корпуса,
4. все вместе взятое?

И последнее. Если не секрет, зачем Вам все это надо? На биполярных транзисторах уже давно никто ничего не делает.

Спасибо большое за подробное описание расчетов...
На китайцев больше смотреть не буду!!!

Вопросы:
1.Каким выбирать напряжение на обмотке связи?
2.Как расчитывать цепь управления (VT6, VT7, VD2)?
3.Из каких соображений выбирать С7, VD1, R5?


Все вместе взятое.(если трудно, то 1 и 2).


Не секрет. Просто у меня очень много биполярников всяких мастей, и русских и китайских, надо же куда-то их использовать.

Добрый день!
Согласен с Вами, что подход у PI к проектированию трансформаторов своеобразен. А вот качество этих микросхем намного лучше, чем у STM. Мы потребляем микросхем PI до 10тысяч в месяц и замечаний нет, они полностью соответствуют своим заявленным параметрам, эти микросхемы берем только у официального дилера. А микросхемы STM можно брать у кого угодно, результат одинаков - не высокое качество.
P.S. Не тратьте время на блокинги и автогенераторы, серьёзные фирмы в новых разработках их уже не применяют.

Насчет Виперов - они по надежности и кпд хуже, а только лучше (если это надо), что работают на одной частоте. А также по цене дороже.

У меня лично впечатление несколько иное. Неоднократно моим знакомым, выпускающим некие девайсы попадались TOP-ки c необлуженными или обламывающимися по самый корпус ногами.
И еще, лично мне попался под руки PLC с блоком питания на TOP223 от одной из наших уважаемых фирм. Заявленная мощность 6 Вт. Так вот, перегрев где-то 20 град. Для устройств промышленной автоматики, на мой взгляд, многовато.
Что же касается VIPER'а, то в аналогичной ситуации он ведет себя значительно спокойнее. Опыт эксплуатации VIPER100A в БП, нагруженном в среднем на 40 Вт с 6-ю изолированными выходными обмотками показал, что перегрев в этой ситуации не превышает 10 град. в худшем случае, причем не на самом VIPER'e, а на трансформаторе.
Правда, следуеть отметить, что всего пока было использовано порядка 100 экземпляров, приобретенных у разных поставщиков. Может потом, что-нибудь появится, но пока проколов с VIPER'ами не было.



В данном случае обмотка связи выполняет три функции:
1. Создает напряжение, позволяющее поддерживать ключ в открытом состоянии, на прямом ходу.
2. Позволяет получить отрицательное напряжение для активного запирания силового транзистора.
3. Создает напряжение, служащее эквивалентом, для того, чтобы стабилизировать напряжения выходных обмоток.
П.П. 2. и 3. выполняются на обратном ходу.
В связи с этим для данного конкретного случая управляющая обмотка рассчитывается так, чтобы не превысить максимально разрешенное отрицательное напряжение на базе силового транзистора. Расчет в этом случае производится точно так же, как и для остальных обмоток, а выходное напряжение выбирается порядка 5 Вольт.
В принципе, можно разделить эти функции, что незначительно усложнит трансформатор и схемотехнику, но облегчит дальнейшее существование девайса.



VD2 выбирается исходя из соображений по п.п. 2. и 3. предыдущего абзаца, а все остальное, честно говоря, определяется простым подбором при макетировании или моделировании, так, чтобы получить минимальное время реакции на достижение током через R2 уровня, определяемого напряжением между базой и эмиттером VT6 и смещением за счет VD2. При этом очень желательно, чтобы параметры транзисторов VT6 и VT7 не превысили предельно допустимые величины.



Емкость С7 лучше не трогать. Пусть остается такой, как есть. В подавляющем большинстве случаев ее достаточно. Если силовой транзистор имеет достаточно малый Н21Э, то тогда ее надо немного увеличить (приблизительно до 3-х раз).
Диод VD1 желательно выбрать на максимальный базовый ток с запасом и обратное напряжение на управляющей обмотке, опять же с запасом.
Резистор R5 - дело достаточно тонкое. Он определяет базовый ток силового ключа на прямом ходу.
Его сопротивление выбирается так, чтобы этот ток не опускался ниже определенной величины при минимальном входном напряжении, с одной стороны. С другой сторны, необходимо избежать чрезмерных потерь на нем, когда входное напряжение максимальное.



В принципе, графикой поделиться не сложно.
А PSpice модели на самом деле импортные, взятые из списка аналогов, котрый в свою очередь берется с сайта производителя.
К примеру, КТ8170А выпускается ПО "Интеграл". Находим сайт "Интеграла". Там в списках аналогов находим, что это на самом деле MJE13007 (точно не помню). Далее, в бескрайних просторах Сети находим PSpice модель. В данном случае у ON Semiconductor.
Кое что, конечно, сделано своими руками, но в очень малом количестве. Первый способ предпочтительнее.



Прислушайтесь к мнению здесь выступающих и выбросьте все биполярные транзисторы в мусорное ведро, поскольку они сдохли морально. Не посвящайте свое время этому барахлу.
Сетевые источники надо делать на соответствующих микросхемах. Мне лично нравятся VIPER'ы от ST, кому то изделия от PowerIntegrations. Если сеть трехфазная, то применяют клон UC2844 и полевой транзистор.
К стати, если Вы не хотите далеко отходить от блокинг-генераторов, то можете попробовать применить TEA152x или TEA162x от NXP (бывший PHILIPS) или IRIS40xx от IRF.

Вообщем со схемой все понятно... Как только будут результаты поделюсь.

А на счет биполярников... жалко их в помойку...времени у меня много, так что я их еще помучаю( или они меня).

VIPER'ы мне тоже больше понравились, во всяком случае по отношению цена/мощьность.



Если не трудно скинте все модельки что есть...(ну и графику тоже)

P.S.: блокинг или не блокинг мне всеравно... просто простая схема для маломощьного питания...

Вот именно...

Наверно, у вас (мн. число) ностальгия

Нет, мне просто хочется использовать тот хлам, что есть, а не покупать новый...

to Прохожий Возможно ли использовать в этой схеме 400 вольтовые транзисторы (импульсное 600-800 В), в оригинале стоят в основном 800 ( в импульсе 1000-1200)

Я лично в аналогичной схеме использовал транзисторы с граничным напряжением 450 Вольт (предельно допустимое напряжение с оборванной базой) BUT11AX. В то время было сделано порядка 20 изделий. Особых нареканий не было. Использовать транзисторы с граничным напряжением 400 вольт можно только в мостовых или полумостовых схемах. (К стати, почему бы Вам не обратить внимание на "косой полумост" в прямоходовом или обратноходовом варианте? И мощность побольше и транзисторы с меньшим граничным напряжением?)
Однако, в каждом конкретном случае, все завист от множества факторов (индуктивность рассеяния трансформатора, топология ПП, количество вторичных обмоток и т. д. и т. п. Иногда требуются гораздо большие граничные напряжения.
П. С. С библиотеками чуть-чуть попозже. Их надо сначала немного причесать, поскольку - одно дело использование их для собственных нужд, а совсем другое - передача в другие руки.

Дело в том, что это дежурный источник питания (т.е. не основной), поэтому данной схемы вполне достаточно. А из комповских бп, впоследствии, хочу собрать что-нибудь помощьнее (переделать его в полный мост и поставить туда баяны из биполярников...), кстати, кто-нибудь знает драйверные микросхемы для биполярников???


Я подожду.

Из комповских БП, на мой взгляд, ничего путного не выйдет, как, впрочем, и "баяны из биполярников".
Биполярные транзисторы практически не параллелятся. Параллельное включение IGBT уже представляет определенную трудность (надо, чтобы они были из одной партии и желательно подобраны по заряду затвора), а биполярные транзисторы в параллельном включении на практике вещь невозможная.
На заре приводостроения, в СССР выпускались подобные девайсы и, хотя там были приняты все меры по выравниванию токов и напряжений на параллельно включенных транзисторах, ни одно из этих изделий дольше недели не работало.
В связи с вышеизложенным, драйверов для биполярных транзисторов в чистом виде нет и вряд ли когда появятся.
Правда, лет 10 назад, ряд японских фирм типа TOSHIBA, выпускали драйвера для своих дарлингтоновских ключевых сборок. Но они приказали долго жить вместе с упомянутыми сборками.

Что касаемо полного моста. Честно скажу, ни разу не видел мостовую схему, которая бы обеспечивала симметричное перемагничивание сердечника трансформатора. Были даже решения с датчиками Холла внутри оного... Все равно, рано или поздно такой девайс имеет шанс выйти из строя при малейшем сбое в системе управления. На мой взгляд мостовые схемы, вещь ненадежная.

Я просто привел пример что можно попробовать сделать из комповских бп, на самом деле когда найду им применение, придумаю чего-нибудь получше. Насчет баянов читал в Семенове Б.Ю. "Силовая электроника"

Про аналоги русских транзисторов... Есть книжка, там очень много.

Вот еще очень хороший сайт:www.classiccmp.org/rtellason/
помогает определить производителя по лого на транзюке или еще чем-нибудь... и вообще там очень много полезного.

Добрый день!
Я не понял насчёт перегрева! Перегрев чего? Самой микросхемы, трансформатора или чего другого. Перегрев на микросхеме в 10 градусов, интересно а какой на ней радиатор? Блок питания наверно очень много тянет по весу и деньгам.

А как же быть с последовательным включением в цепь эмиттера баластного резистора с малым сопротивлением для "выравнивания" разброса параметров транзисторов, включенных в параллель?

У меня работало, 15А на 3 транзисторах по схеме с ОЭ в БП с изменяемым выходным напряжением

В свое время я добывал 20А в импульсе на КТ878А.
Запараллеливание показало свою нежизнеспособность после климатических испытаний. При перегреве одного из транзисторов, работающих параллельно, относительно остальных происходит необратимый лавинообразный процесс его выгорания. Проверено неоднократно.
Плюс вторичный пробой - штука загадочная и необъяснимая.

Имеется в виду пробой остальных?

Вторичный пробой - это такой термин, применявшийся исключительнодля силовых биполярных транзисторов. Смысл этой беды в следующем.
При активном запираниии транзистора в схеме с ОЭ неосновные носители должны сначала удаляться из эмиттерного перехода, а затем из коллекторного. В противном случае, остаются локальные проводящие участки, которые "живут" уже сами по себе достаточно долго.
Если до запирания транзистора ток коллектора был достаточно большим, то транзистор выходит из строя, поскольку остается в неком проводящем состоянии при наличии высокого напряжения на коллекторе.
Сие явление происходит начиная с определенного напряжения, приложенного к закрывающемуся транзистору, которое называется граничным. Приблизительно, это напряжение соответствует предельно допустимому напряжению с оборванной базой.
Вопрос вторичного пробоя снимается применением эмиттерной коммутации. Т. е. использованием схемы с общей базой.