Синхронизация в ШПС Опции

[Михаил_K]

Здравствуйте, уважаемые господа. У меня следующий вопрос. Нужно принять ШПС сигнал с большой базой (около 100 000) с модуляцией ФМ2. После сноса сигнала в 0, имеем остаточную несущую, период которой в несколько раз превышает длительность символа, что делает невоможным свертку сигнала, пока от этой остаточной несущей не избавишься. Кто-нибудь может подсказать, как осуществить первоначальную синхронизацию по несущей.

[Михаил_K]

Есть хорошая книга по шпс. Автор Варакин. Название не помню. Частенько выручала, много ответов можно найти там

Есть, когда я еще учился в институте она была секретной . Сейчас нашел один экземпляр, буду изучать.
Спасибо всем за участие. Мне нужно взять тайм-аут для переваривания.

[mrjack]

Есть, когда я еще учился в институте она была секретной :crying: . Сейчас нашел один экземпляр, буду изучать.
Спасибо всем за участие. Мне нужно взять тайм-аут для переваривания.

Если нужна литература о ШПС и сложных сигналах, обращайтесь, выложу ссылок. На просторах интернета найдется если не все то многое...

[samurad]

Михаил_K, прошло 1,5 мес. с последнего поста темы. Интересно, как вы решили эту задачку на практике?

Будучи студентом, я много занимался алгоритмами быстрого вхождения в синхронизм с ШПС для беспроводных систем связи CDMA - судя по заголовку, это очень близко к вашей теме, хотя из-за недостатка спецификации... Сейчас эта задача менее популярна, чем 20-10 лет назад, т.к. с тех пор почти все там изучено вдоль и поперек на солидном академическом уровне, но все еще актуальная на практике в связи с новыми стандартами в 4G, IEEE 802 и модернизированной GPS, так что было бы интересно продолжить обсуждение.

Для затравки, вам попадались такие идеи как
1) комбинационный код (ШПС или ПСП последовательность),
2) прерывистый циклический код и его "брат", перфорированный код,
3) "быстрая" свертка на абелевых группах.
Все это математически доказанные методы быстрой синхронизации длинных и сверх-длинных кодов, когда простая демодуляция "в лоб" невозможна из-за отрицательного отношения сигнал-шум на входе приемника. Первые два, как мне известно, используются на практике в коммерческих 3G системах, а третий доступен только для заказной аппаратуры с мощными вычислителями.

Сообщение отредактировал samurad - May 9 2008, 05:02

[Михаил_K]

Михаил_K, прошло 1,5 мес. с последнего поста темы. Интересно, как вы решили эту задачку на практике?

Будучи студентом, я много занимался алгоритмами быстрого вхождения в синхронизм с ШПС для беспроводных систем связи CDMA - судя по заголовку, это очень близко к вашей теме, хотя из-за недостатка спецификации... Сейчас эта задача менее популярна, чем 20-10 лет назад, т.к. с тех пор почти все там изучено вдоль и поперек на солидном академическом уровне, но все еще актуальная на практике в связи с новыми стандартами в 4G, IEEE 802 и модернизированной GPS, так что было бы интересно продолжить обсуждение.

Для затравки, вам попадались такие идеи как
1) комбинационный код (ШПС или ПСП последовательность),
2) прерывистый циклический код и его "брат", перфорированный код,
3) "быстрая" свертка на абелевых группах.
Все это математически доказанные методы быстрой синхронизации длинных и сверх-длинных кодов, когда простая демодуляция "в лоб" невозможна из-за отрицательного отношения сигнал-шум на входе приемника. Первые два, как мне известно, используются на практике в коммерческих 3G системах, а третий доступен только для заказной аппаратуры с мощными вычислителями.

Всем спасибо за поддержку.

Решение было следующим.
1. База сигнала была выбрана равной 2^12.
2. Вид модуляции для информационного сигнала был QPSK и BPSK (2 варианта).
3. Был сделан коррелятор на аккумуляторе, на который подавалась ПСП.
4. Корреляторов было несколько, на каждый из корреляторов сигнал подавался смещенным по частоте с некоторым шагом df. Значение шага было выбрано таким, чтобы при такой расстройке можно было относительно быстро захватить несущую уже на выходе коррелятора.
5. Синхронизация с ПСП выполнялась путем "скольжения" эталонной ПСП при свертке.

В принципе все работало хорошо. Вобщем-то необходимо было передать сигнал с информационной скоростью 1 кГц. Все проверялось на устройстве, которое на выходе формировало сигнал с шириной спектра 18 МГц, поэтому при выбранной базе и сигнале BPSK информационная скорость была примерно 4 с половиной килогерца. Дальнейшее увеличение базы приводила к необходимости уменьшения шага df и соотвественно увеличению числа корреляторов.

Также при имеющейся базе при коэффициенте ошибок 1e-6 собственные потери устройства составляли примерно 2.5 дБ. Объяснение таких больших потерь пока не найдено. То ли тактовый генератор у АЦП не очень хороший, и эффективных разрядов получалось меньше, чем должно быть, либо оказывало влияние не совсем корректная работа АРУ (сигнал с большим шумом иногда вылетал за пределы шкалы АЦП), то ли само измерение отношения сигнал/шум на входе модема было с большой погрешностью. Дело усугублялось тем, что приемник и передатчик находились на одной плате, и приемник насасывал сигнал напрямую с передатчика, и даже экраны не помогали. При базе 2^11 экраны еще работали, а при 2^13 уже не спасали.

Просто пришлось переключиться, и времени на то чтобы до конца разобраться пока не хватило.

с такими идеями, как
1) комбинационный код (ШПС или ПСП последовательность),
2) прерывистый циклический код и его "брат", перфорированный код,
3) "быстрая" свертка на абелевых группах.
не встречался. Вообще, с ШПС столкнулся впервые.
Буду изучать дальше, по мере появления свободного времени

[samurad]

Решение было следующим.
1. База сигнала была выбрана равной 2^12.
2. Вид модуляции для информационного сигнала был QPSK и BPSK (2 варианта).
3. Был сделан коррелятор на аккумуляторе, на который подавалась ПСП.
4. Корреляторов было несколько, на каждый из корреляторов сигнал подавался смещенным по частоте с некоторым шагом df. Значение шага было выбрано таким, чтобы при такой расстройке можно было относительно быстро захватить несущую уже на выходе коррелятора.
5. Синхронизация с ПСП выполнялась путем "скольжения" эталонной ПСП при свертке.

В принципе все работало хорошо. Вобщем-то необходимо было передать сигнал с информационной скоростью 1 кГц. Все проверялось на устройстве, которое на выходе формировало сигнал с шириной спектра 18 МГц, поэтому при выбранной базе и сигнале BPSK информационная скорость была примерно 4 с половиной килогерца.

Спасибо. Для полноты картины было бы интересно узнать, какие были:
6. Тактовая частота опорного генератора (или частоты, если для передатчика и приемника разные)
7. Частота дискретизации АЦП - ?
8. Разрядность АЦП - ?
(Вообще-то, для BPSK and QPSK достаточно 1-ого бита при достаточно хорошем С/Ш на входе. Есть довольно много коммерческих GPS-приемников с 1-битным АЦП.)
9. Несущая частота - ?
10. Имитируемая задержка сигнала (по сравнению с начальной задержкой местного сигнала) - ?
11. Имитируемый доплеровский сдвиг (по сравнению с начальной несущей местного сигнала) - ?

...и для уточнения:
а) Полоса ШПС 18 МГц - это от нуля до нуля или как?
б) Если есть АЦП, то какие использовались ЦАП и канал между ними; или ПСП сразу генерировалась аналоговой, т.е. сразу формировался ШПС; или вообще АЦП - это для краткости и вся система передатчик-канал-приемник была цифровая?
в) Какого типа использовалось ПСП?
г) Когда увеличивалась база ШПС, росла его полоса или длительность?

(Обозначения. Я привык, что ПСП - это набор чисел, целых или действительных, на выходе псевдо-случ. датчика, а ШПС - это аналоговое, возможно в дискретном времени, представление ПСП; поток импульсов с одинаковой формой, где каждый очередной период импульса модулируется очередным числом из ПСП.)

[Михаил_K]

Спасибо. Для полноты картины было бы интересно узнать, какие были:
6. Тактовая частота опорного генератора (или частоты, если для передатчика и приемника разные)
7. Частота дискретизации АЦП - ?
8. Разрядность АЦП - ?
(Вообще-то, для BPSK and QPSK достаточно 1-ого бита при достаточно хорошем С/Ш на входе. Есть довольно много коммерческих GPS-приемников с 1-битным АЦП.)
9. Несущая частота - ?
10. Имитируемая задержка сигнала (по сравнению с начальной задержкой местного сигнала) - ?
11. Имитируемый доплеровский сдвиг (по сравнению с начальной несущей местного сигнала) - ?

...и для уточнения:
а) Полоса ШПС 18 МГц - это от нуля до нуля или как?
б) Если есть АЦП, то какие использовались ЦАП и канал между ними; или ПСП сразу генерировалась аналоговой, т.е. сразу формировался ШПС; или вообще АЦП - это для краткости и вся система передатчик-канал-приемник была цифровая?
в) Какого типа использовалось ПСП?
г) Когда увеличивалась база ШПС, росла его полоса или длительность?

(Обозначения. Я привык, что ПСП - это набор чисел, целых или действительных, на выходе псевдо-случ. датчика, а ШПС - это аналоговое, возможно в дискретном времени, представление ПСП; поток импульсов с одинаковой формой, где каждый очередной период импульса модулируется очередным числом из ПСП.)

Ну прям все ТТХ вам выложи
Тактовые частоты опорников были следующими: у передатчика - фиксированный 111 МГц, у приемника - ГУН на 74 МГЦ, он же частота дискретизации.

Разрядность АЦП - 10. Но вообще-то конструкция платы скорее всего не обеспечивает всех 10. Это я не проверял.

Несущая частоты - была ПЧ 70МГц.
вопрос по п.11 не совсем понятен. Поясните.

Доплеровский сдвиг не имитировался. Имитировалось просто смещение частоты. Диапазон не помню, но шаг df выбирался из расчета 1/8 от тактовой. Т.е. примерно 550 - 600 Гц. Соотвественно максимальное смещение было выбрано таким, чтобы хоть в один из корреляторов сигнал попадал.

в качестве источника ПСП использовался обычный сдвиговый регистр. Номера отводов сейчас не помню, т.к. нахожусь дома. Что то вроде 2,3, 9, 12.
Что касается полосы ПСП: 18.5 (уточняю цифру) МГц - это частота чипов, как говорят. Весь сигнал формировался в цифре. Расширенная последовательность фильтровалась косинусным фильтром с интерполяцией в 6 раз (тактовая передатчика 111 МГц), затем переносился на ПЧ 70МГц и выдавался на АЦП. Марку не помню (опять же дома сейчас), но вроде AD9753. Дополнительно в NCO вносился дополнительный фазовый шум, аналогичный шуму кварцевых резонаторов (модель шума ситезатора реализовать не успел), т.к. фазовые шумы генераторов, стоящих на плате были хорошии, но вот фазовые шумы синтезаторов приемо-передающих трактов как правило значительно хуже.

При увеличении базы ШПС увеличивалась длительность ПСП (т.е. степень полинома, полоса оставалась той же, дабы не переделывать передатчик .

Поясните это:

(Вообще-то, для BPSK and QPSK достаточно 1-ого бита при достаточно хорошем С/Ш на входе. Есть довольно много коммерческих GPS-приемников с 1-битным АЦП.)

Тоже часто об этом слышал, но не понимаю как это работает.
Если у меня имеется шум квантования, то как бы я сигнал не сворачивал, я его из под этого шума не вытащу. Еще я слышал, что эти приемники работают только тогда, когда уровень шума равен уровню сигнала.

Я же измерял потери при отношении сигнал/шум равном минус 20 дБ.

[samurad]

Тактовые частоты опорников были следующими: у передатчика - фиксированный 111 МГц, у приемника - ГУН на 74 МГЦ, он же частота дискретизации.
Несущая частоты - была ПЧ 70МГц.
в качестве источника ПСП использовался обычный сдвиговый регистр.
Что касается полосы ПСП: 18.5 (уточняю цифру) МГц - это частота чипов, как говорят.
Весь сигнал формировался в цифре. Расширенная последовательность фильтровалась косинусным фильтром с интерполяцией в 6 раз (тактовая передатчика 111 МГц), затем переносился на ПЧ 70МГц и выдавался на АЦП.

Не понимаю, как при этом коррелятор вообще работает. С таким соотношением частот дискрет. и ПЧ, спектр сигнала на выходе АЦП должен быть совершенно искаженным, т.к. несущая ненулевая. Понятно, что Котельников отдыхает. А кто работает?

При увеличении базы ШПС увеличивалась длительность ПСП (т.е. степень полинома, полоса оставалась той же, дабы не переделывать передатчик .

Тогда одна из вероятных причин (при прочих равных), почему терялся сигнал на большей базе - недостаточно быстро отслеживался "допплер", возникающий из-за взаимной несогласованности генераторов. См. выше.

вопрос по п.11 не совсем понятен. Поясните.
Доплеровский сдвиг не имитировался. Имитировалось просто смещение частоты. Диапазон не помню, но шаг df выбирался из расчета 1/8 от тактовой. Т.е. примерно 550 - 600 Гц. Соотвественно максимальное смещение было выбрано таким, чтобы хоть в один из корреляторов сигнал попадал.

То есть, неопределенность по несущей частоте принятого сигнала была заведомо малой, да и то не для всех корреляторов, не так ли?
А неопределенности по времени (задержки) вообще не было? Тогда о поиске (acquisition) нет смысла говорить, как и о скрытности. Только слежение (tracking) проверялось?

Поясните это:

(Вообще-то, для BPSK and QPSK достаточно 1-ого бита при достаточно хорошем С/Ш на входе. Есть довольно много коммерческих GPS-приемников с 1-битным АЦП.)

Тоже часто об этом слышал, но не понимаю как это работает.
Если у меня имеется шум квантования, то как бы я сигнал не сворачивал, я его из под этого шума не вытащу. Еще я слышал, что эти приемники работают только тогда, когда уровень шума равен уровню сигнала.
Я же измерял потери при отношении сигнал/шум равном минус 20 дБ.

Довольно просто. Ключ к разгадке - в 2-х "старых сундуках":
а) Двоичный антиполярный характер модулирующего инфо. сигнала для BPSK (для QPSK, в каждой квадратуре) - полагаю, тут все ясно, при переносе на НЧ синус отфильтровывается, а переносятся только отчеты с максимальной амплитудой, что для BPSK/QPSK есть +/-sqrt(2P), Р - мощность сигнала.
б) Основной принцип работы систем с ШПС: уменьшение мощности аддитивного независимого шума на выходе коррелятора прямо-пропорционально увеличению базы коррелируемого ШПС (ПСП) по сравнению с шумом на входе коррелятора. Эквивалентное уменьшение широкополосного стационарного шума происходит в НЧ фильтре-аккумуляторе внутри коррелятора.

Обычно прием данных считается успешным, если соблюдается вероятность ошибки на бит порядка 1е-6. Для демодуляции BPSK/QPSK, это транслируется в С/Ш(бит) = 11 дБ. Для GPS, количесво чипов в бите 20*1023 = 43 дБ - это эквивалентно усилению сигнала при переходе с чипа на бит (со входа коррелятора на его выход). Потери на квантование = 1/(квадрат кол-ва уровней квантования), что при 1-бит АЦП = 6 дБ. Итого, расчетный требуемый С/Ш(чип) = С/Ш(бит) - 43 + 6 = -26 дБ или больше.

[Михаил_K]

Не понимаю, как при этом коррелятор вообще работает. С таким соотношением частот дискрет. и ПЧ, спектр сигнала на выходе АЦП должен быть совершенно искаженным, т.к. несущая ненулевая. Понятно, что Котельников отдыхает. А кто работает?

Все здесь нормально. Сигнал формировался на ПЧ 70 на выходе ЦАПа, а перед подачей на АЦП сначала производилось аналоговое расквадратуривание.

Тогда одна из вероятных причин (при прочих равных), почему терялся сигнал на большей базе - недостаточно быстро отслеживался "допплер", возникающий из-за взаимной несогласованности генераторов. См. выше.

Сигнал не терялся. Просто для восстановления несущей частоты использовалась обычная схема по решению, которая используется в обычном QPSK демодуляторе. При увеличении базы, уменьшалась тактовая частоты уже информационного сигнала, со всеми последствиями, которые имеют место при приеме обычных QPSK сигналов, в том числе и уменьшение максимальной допустимой расстройки, и увеличение чувтствительности к фазовым шумам (следтствие из этого, снижение скорости слежения за изменениями несущей).

То есть, неопределенность по несущей частоте принятого сигнала была заведомо малой, да и то не для всех корреляторов, не так ли?
А неопределенности по времени (задержки) вообще не было? Тогда о поиске (acquisition) нет смысла говорить, как и о скрытности. Только слежение (tracking) проверялось?

Опять не понял. Вы говорите о неопределнности генераторов ПСП на передающей и приемной стороне? Дык она была. Сигнал формировался в одной ПЛИС, работающей от своего тактового генератора (111 МГц), и стартующей в свое время.

Принимался сигнал в другой ПЛИС, которая работала от своего тактового генератора (74 МГц). Вот вам и неопределенность.

Тоже часто об этом слышал, но не понимаю как это работает.
Если у меня имеется шум квантования, то как бы я сигнал не сворачивал, я его из под этого шума не вытащу. Еще я слышал, что эти приемники работают только тогда, когда уровень шума равен уровню сигнала.
Я же измерял потери при отношении сигнал/шум равном минус 20 дБ.

Довольно просто. Ключ к разгадке - в 2-х "старых сундуках":
а) Двоичный антиполярный характер модулирующего инфо. сигнала для BPSK (для QPSK, в каждой квадратуре) - полагаю, тут все ясно, при переносе на НЧ синус отфильтровывается, а переносятся только отчеты с максимальной амплитудой, что для BPSK/QPSK есть +/-sqrt(2P), Р - мощность сигнала.
б) Основной принцип работы систем с ШПС: уменьшение мощности аддитивного независимого шума на выходе коррелятора прямо-пропорционально увеличению базы коррелируемого ШПС (ПСП) по сравнению с шумом на входе коррелятора. Эквивалентное уменьшение широкополосного стационарного шума происходит в НЧ фильтре-аккумуляторе внутри коррелятора.

Обычно прием данных считается успешным, если соблюдается вероятность ошибки на бит порядка 1е-6. Для демодуляции BPSK/QPSK, это транслируется в С/Ш(бит) = 11 дБ. Для GPS, количесво чипов в бите 20*1023 = 43 дБ - это эквивалентно усилению сигнала при переходе с чипа на бит (со входа коррелятора на его выход). Потери на квантование = 1/(квадрат кол-ва уровней квантования), что при 1-бит АЦП = 6 дБ. Итого, расчетный требуемый С/Ш(чип) = С/Ш(бит) - 43 + 6 = -26 дБ или больше.

Не знаю. Пока не могу сообразить. Но на ум приходит один надуманный пример.
Представьте себе, что вам на вход приемника поступает смесь из полезного сигнала с большой базой, и гармонического сигнала, с мощностью на 20 дБ больше чем ваш полезный сигнал, и периодом в 2 - 3 раза больше, чем период ПСП. Что будет на выходе однобитного АЦП, и что получите на выходе коррелятора?
Очевидно, что на выходе АЦП будет меандр, с периодом, равным периоду помехи. А на выходе коррелятора - свертка эталонной ПСП с этим меандром, т.е. кукиш.

Иными словами, сигнал на выходе АЦП должен "чувствовать" изменение полезного сигнала.

[samurad]

Все здесь нормально. Сигнал формировался на ПЧ 70 на выходе ЦАПа, а перед подачей на АЦП сначала производилось аналоговое расквадратуривание.

С переносом несущей в 0? ОК. Но тогда петля слежения должна включать такое аналоговое расквадратуривание, которое должно включать перестраиваемый генератор (синтезатор), управляемый из блока ЦОС - не очень простое решение.

Сигнал не терялся. Просто для восстановления несущей частоты использовалась обычная схема по решению, которая используется в обычном QPSK демодуляторе. При увеличении базы, уменьшалась тактовая частоты уже информационного сигнала, со всеми последствиями, которые имеют место при приеме обычных QPSK сигналов, в том числе и уменьшение максимальной допустимой расстройки, и увеличение чувтствительности к фазовым шумам (следтствие из этого, снижение скорости слежения за изменениями несущей).
...
Опять не понял. Вы говорите о неопределнности генераторов ПСП на передающей и приемной стороне? Дык она была. Сигнал формировался в одной ПЛИС, работающей от своего тактового генератора (111 МГц), и стартующей в свое время.

Принимался сигнал в другой ПЛИС, которая работала от своего тактового генератора (74 МГц). Вот вам и неопределенность.

Неопределенность по задержке и неорпеделенность по тактовой частоте - разные вещи, как яблоки и коровы. Первая определяется числом чипов в ПСП, вторая - рассогласованием генераторов. Меняя тактовую понемногу, можно косвенно менять задержку, но только совсем по чуть-чуть, у вас - на 1/8 чипа, а чипов у вас 1е5, т.е. начальная неопределенность поиска по задержке = 8е5 гипотез. В среднем одному скользящему коррелятору надо будет проверить 8е5/2 = 4е5 гипотез, пока он не наткнется на правильную гипотезу. Это как кормить корову по яблоку в час - молоко будет раз в месяц. А вот если по 30 яблок за раз, то и надой можно ускорить в 30 раз... наверно . 4е5/30=13.3e3 - уже меньше, но все еще много.

Задержку ПСП можно рассматривать в сдвигах генерирующих ее 2-х регистров. Вот скажите, когда ваша схема стартуется, начальные состояния регистров в передатчике и приемнике устанавливается одинаковым или разным? Сколько сдвигов надо сделать одному, чтобы установиться в начал. состояние другого? Для определенности, считаем минимально необходимые сдвиги в ту или иную сторону. Ответ на этот вопрос даст начальную задержку в чипах.

Не знаю. Пока не могу сообразить. Но на ум приходит один надуманный пример.
Представьте себе, что вам на вход приемника поступает смесь из полезного сигнала с большой базой, и гармонического сигнала, с мощностью на 20 дБ больше чем ваш полезный сигнал, и периодом в 2 - 3 раза больше, чем период ПСП. Что будет на выходе однобитного АЦП, и что получите на выходе коррелятора?
Очевидно, что на выходе АЦП будет меандр, с периодом, равным периоду помехи. А на выходе коррелятора - свертка эталонной ПСП с этим меандром, т.е. кукиш.

Иными словами, сигнал на выходе АЦП должен "чувствовать" изменение полезного сигнала.

Действительно надуманный пример. В таком случае и 20- и 100-битовая АЦП не помогут, т.к. такая узкополосная мощная помеха в полосе полезного сигнала совершенно не оставляет чипов в ШПС на входе коррелятора. Я же говорил о шуме с независимыми отчетами, или, иначе говоря, широкополосный шум, спектр которого много шире полезного.

С узкополосными мощными помехами бороться надо иначе. Период вашего ШПС = 1/18.5e5 * 1e5 = 54 мс, соответственно частота помехи с удвоенным периодом = 1/(2*54e-3) = 9.25 Гц.
Такая гармоническая НЧ-помеха элементарно убирается обычным полосовым фильтром на ВЧ или ПЧ. А если это ваша схема (приемника) генерирует, то надо тщательно изолировать НЧ и ВЧ блоки, как это делается в обычных GPS приемниках.
Даже если узкополосная помеха ставится в полосе полезного сигнала, ее можно "вырезать" узкополосным заграждающим фильтром без серьезных потерь мощности полезного сигнала (у него из спектра удаляется только малая часть, оставляя структуру спектра без существенных изменений).