Здравствуйте, уважаемые господа. У меня следующий вопрос. Нужно принять ШПС сигнал с большой базой (около 100 000) с модуляцией ФМ2. После сноса сигнала в 0, имеем остаточную несущую, период которой в несколько раз превышает длительность символа, что делает невоможным свертку сигнала, пока от этой остаточной несущей не избавишься. Кто-нибудь может подсказать, как осуществить первоначальную синхронизацию по несущей.

По-моему перемножение двух квадратур дает сигнал ошибки для подстройки несущей по ФМ2...
Предлагаю ознакомиться со схемой Костаса (к примеру, можно у Спилкера)

Да со схемой костаса я знаком. Вот только уровень сигнала до свертки гораздо ниже уровня шума, и такое перемножение ничего не даст.

По-моему все известные методы слежения за несущей предполагают относительно большое ОСШ.
Если оно мало - необходимо иметь сведения о структуре сигнала (последовательности и т.п.). И там можно использовать автокорреляционные демодуляторы. А информация о несущей в это случае выходит ни к чему

Да. Причём прямые алгоритмы типа Viterbi&Viterbi хоть и работают при snr<0 но тоже с большим трудом.
При snr << 0 нельзя использовать слепые алгоритмы, нужно использовать data-driven

Если на коррелятор просто подать сигнал с остаточной несущей, период которой, например, в точности будет равен длительности символа, то на выходе получим кукишь с маслом (то бишь ноль). Поэтому фаза несущей в течение всего передаваемого символа не должна значительно изменяться. Вот на счет автокорреляции, мысль интересная. Вы имеете ввиду свернуть сигнал сам с собой? Буфер правда большой получается. Но надо попробовать на модельке.

Как это не даст? Очень даже даст.
Всё от полосы петли слежения зависит.
Только лучше сначала сделать синхронизацию по коду, по-моему... И умножать сигналы в квадратурных каналах (или выходной сигнал квадратурного генератора) на опорную кодовую последовательность. Вопщем, подумать надо...
А что за приёмник? Не GPS/ГЛОНАСС ли?

Не только от полосы. Даже при оптимальной следящей системе потери от умножения в петле Костаса очень быстро катастрофически возрастают при снижении Eb/N0 ниже 0
У оптимальной петли QPSK (-25) - (-30) дб потерь при Eb/N0 = -10 дб
Это катастрофа

У меня нет под рукой для BPSK, оптимальный анализ QPSK(OQPSK) здесь

Для QPSK - согласен. Здесь же сигнал одномерный, должно быть всё гораздо лучше.
Вопщем, возьму таймаут на обмозгование, но, кажись, всё должно получиться просто.

ЗЫ. Ориентировочное отношение С/Ш и допустимую величину фазовой ошибки надо знать всё-таки... А также параметры сигнала и порядок величины сдвига по частоте.

При сворачивании с априорно известной ПСП не даст, т.к. интеграл от синуса (или если хотите косинуса) за его период равен 0, а наличие остаточной несущей - есть модуляция исходного сигнала этой несущей с глубиной модуляции 100%. Поэтому и не даст. А если уложится несколько периодов остаточной несущей, то в лучшем случае имеем потери мощности в количество периодов, в худшем 0 на выходе.
Приемник не Глонасс. Другой. Нужно сделать помехоустойчивый канал (имеется ввиду не промышленные помехи, а РЭБ), И желательно скрытный. Понятно почему. Если не видишь то, с чем нужно бороться, то вроде и не борешься.

Михаил_K, вряд ли вы тут получите содержательные ответы. И вот почему: и Вы и мы за разработки получаем денежки, далее наверно ясно...
Отсюда вывод:
1) Хотите далее слышать ответы студентов, то продолжайте тут поститься (хотя может вы сами студент, не знаю, тогда это полезно);
2) Учите матчасть (IEEE, например) - это сэкономит вам время, а значит заработаете больше денег;
3) Наймите профессионала (но они правда стоят дорого)

Не судите по себе, уважаемый. А рвачам на электрониксе вообще не место.

Решение будет. Его отсутствие в течение нескольких дней вызвано почти что чрезвычайными обстоятельствами.

Это Вы "дорогим профессионалом" себя считаете, или как?

В чем-то вы правы. Но вот проффессионала найти не так просто, да и честно говоря, хочется самому стать профессионалом.
К сожалению, в той литературе, которую я видел по ШПС, многие вещи не раскрыты (как в общем-то и в других направлениях тоже).
По скольку данная тема для меня сейчас не является коммерческой, а образовательной, то хочется попробовать все-таки с людьми пообщаться.



Попробовал автокорреляцию на модельке. С одной стороны хорошо, остаточная несущая сама себя компенсирует. Но вот, насколько я понимаю, по сравнению со сверткой с "чистой" ПСП потеряем 3 дБ. Также пока для меня не совсем ясно, что будет при наличии помехи в спектре полезного сигнала. Если при умножении на известную ПСП помеха размажется, то ево что она превратится после автокорреляции, пока сообразить не могу.

Есть конечно варинат, использовать в качестве опоры для несущей высокостабильные генераторы, но это тоже создает определенные трудности.

Михаил, а книжку Nezami смотрели, там целая глава посвящена методам синхронизации для модуляции с расширением спектра?

Такой у меня нет к сожалению. Смотрел другую - Урядников, Аджемов "Сверхширокополосная связь", но там присутствует примерно такая фраза: - "Синхронизацию по несущей не рассматриваем, т.к. современные генераторы имеют достаточную точность, и это никому не нужно". Ща, попробую скачать, посмотреть

ответ кстати до банального простой. Михаил, копай в книге пестрякова "широкополосные системы связи"

Еще хочу добавить, если книги некогда читать, но имели дело с DVBS2, то там есть ответ на вопрос

Посмотрел книгу Низами. Ну в общем классика. Система подстройки частоты работает по выходу коррелятора. Фактически, на сколько я понимаю, можно подстроиться при небольшом сдвиге частоты (примерно 1/8 от тактовой полезного сигнала). Поэтому - либо использовать генераторы с высокой точностью, дабы дать возможность коррелятору заработать, либо использовать свипирование по несущей, но тогда время захвата сильно возрастет. Похоже, природу не обманешь

Либо несколько параллельных каналов использовать.

Да, на сколько позволят аппаратные ресурсы. Порядка 30 - 40 корелляторов разместить вполне возможно.


Вы кстати, так и не ответили, на чем вы сделале LDPC?

Просто к теме топика этот вопрос не относился, а в дискусии впадать не хочется, поэтому сорри

Еще можно входную последовательность( или часть) ее умножить поэлементно на известнyю ПСП и от полученной последовательности посчитать FFT, таким образом получить оценку несущей. Что-то такое уже обсуждалось здесь...


А причем тут dvbs2? это же не DSS?

Дело в том, что для этого нужно иметь приличный отклик на выходе, для этого нужно чтобы известная ПСП была синхронизированна с входной последовательностью. Если бы можно было получить хороший отклик от свертки части последовательности, я бы и без FFT частоту смог восстановить. Необходимо использовать свертку всей последовательности, чтобы получить максимум чувствительности.

Зачем? Вы вычисляете свёртку сигнала с ПСП или её частью. Понятно, что чем больше ПСП используется тем лучше для чувствительности. Но обычно вы скалярное произведение считаете скользящим окном и ловите как бы максимум.

Если есть частотное смещение, считается максимум пика в FFT от произведения известной ПСП c принятым сигналом. Вместо просто суммы произведений в случае отсутствия расстройки. Т.е. после "снятия модуляции" сигнал в отсчётных точках не постоянен, а комплексная экспонента

При этом получается сразу и тактовая синхронизация и синхронизация несущей. Оно и неудивительно- осуществлён одновременнно перебор по положению отсчётов и по частотам. Это тупо соответствует максимуму правдоподобия ( если, конечно, хватает быстродействия всё это посчитать в скользящей манере). Используемая длина ПСП определяется в том числе вычислительными возможностями.
Ну там ещё просто любого максимума недостаточно, значение максимума должно превышать некоторый порог, известный a priory. Это уже детали...

Кстати дискретные частоты FFT дают обычно слишком большую ошибку по частоте. Сто раз приводил ссылку на ресурс, где результаты спектрального анализа подвергаются интерполяции и из максимума получаемой непрерывной спектральной оценки получают тонкую оценку частоты несущей в десятки раз лучше бина FFT даже для малых snr~0. По науке это обычно называют ML-extension
типа того

"Типа" потому, что существуют и другие формулы интерполяции, более адекватные для низких Snr. Но принцип тот же. При низких snr можно пойти на смещённую оценку, но более робастную к шумам. Там по ссылке мужики слишком озабочены несмещённостью оценки частоты

Можно немного пояснить. Я правильно понял, что для того, чтобы получить расстройку по несущей, я должен вычислить не свертку, а просто произведение входного сигнала на ПСП и взять FFT от нее? Если я правильно понимаю, то по величине всплеска FFT в области низких частот (куда укладывается расстройка), я могу зафиксировать факт тактовой синхронизации ПСП с сигналом. Мысль действительно интересная. Вот только жаль, что для такой базы сигнала аппаратно реализовать FFT будет затруднительно? Свертку кстати тоже преполагается вычислять не скользящим окном, а на аккумуляторе. А вообще мысль интересная. Надо ее переварить

Именно. Я даже немного переписал текст, чтобы было понятно. Свёртка - это аналогия.
Не было частотной расстройки - была свёртка, т.е. постоянная составляющая от произведения.
Предполагается частотная расстройка - вычисляем отклик для разных частот, ищем максимум.
Запишите формулу для корреляции, где частота параметр - и всё станет понятно.
Формат форума не располагает к слишком точным описаниям.

Сложно. Но мы ведь не ищем лёгких путей. ))) Сами задачи сложные
Возможен случай, что диапазон частотной расстройки априорно известен и он заведомо много меньше диапазона Найквиста. Тогда эффективно забыть про FFT и делать только DFT в области поиска. Очевидно

Но важно ещё, что мы умеем оценивать положение спектрального максимума одиночной комплексной экспоненты с точностью значительно более высокой, чем разрешение DFT. По существу, вплоть до snr больше минус несколько дб, можно получать оценки частоты с точностью предела максимального правдоподобия CRLB

[quote name='Михаил_K']
«ШПС с базой 100 000»
1. Штатная работа приемника предполагается при С/Ш < 0,03 по напряжению? (с поправками на всякие вероятности …).
2. Все проблемы на приеме только из-за хреновых задающих генераторов? (Нет Доплера – вы просто счастливые люди).
3. Первоначальная Синхронизация приемника осуществляется по ПСП 2^17 (или это фрагмент более длинной ПСП)? Короткие ПСП и «энергетическая скрытность» - вещи вроде бы несовместимые? Разве что прятаться от ребят из Радио Частотного Центра.
Для более «мягких» требований к приемнику мы решали проблему первоначальной синхронизации по ПСП (короче вашей) практически в лоб:
1. Формировались N- каналов на нулевой частоте перекрывающих весь доплеровский диапазон (у вас только возможная разность частот задающих генераторов – это проще).
2. Вычислялась КФ ожидаемой ПСП на каждом из каналов.
3. При обнаружении сигнала в каком либо из каналов, система перестраивалась на новую несущую, определялось начало ПСП, запускались фильтры по слежению за несущей, изменением Доплера, многолучевостью и т.д. Через несколько периодов ПСП, приемник начинал принимать информацию.
4. Выбор количества каналов N – зависит от допустимых потерь и лишней «вычислительной дури». Поворот ПСП до 90град. Давал еще сносные результаты для нашего случая (если не изменяет мне склероз).
5. Генераторы «Гиацинт-М». Потом вроде это упростили.
Решить проблему надежной синхронизации при С/Ш < 0 другими методами нам в то время не удалось. (Может руки кривые). Правда делалось это очень даже давно.

Простите, счас времени заходить на форум маловато; да уже почти всё и написали...
Универсального решения, похоже, не существует. Надо иметь данные о параметрах сигнала, шума, ПСП и частотного сдвига, чтобы порекомендовать какой-то конкретный способ, иначе остаются только методы двумерного поиска, со всеми вытекающими...

2 mvm54
Не могли бы Вы оформлять свои посты аккуратнее? Иначе цитировать невозможно...
1. Откуда сведения, что отношение С/Ш хуже 0,03 по эффективному напряжению?
2. Почему ПСП имеет длину именно 2^17? Разве об этом автором где-то сообщалось?

В связи с этим возникает вопрос: как быть, если длина ПСП достаточно велика для любого мыслимого (авто)коррелятора?

Если на этапе "втягивания" получено ухудшение С/Ш только в 3 дБ, считайте, что Вам сильно повезло.
Не могу взять в толк, какие выгоды можно получить от автокорреляции, особенно когда длина ПСП велика?

Теоретически, при светрке сигнала с базой 100000 можно получить 50 дБ выигрыша. Для нормальной работы демодулятора в дальнейшем, в принципе достаточно иметь отношение С/Ш порядка 10 дБ, но лучше конечно 20 . Вот и получаем, что можно вроде как на 30 дБ ниже шума сидеть. Я так представляю, что с меньшем С/Ш будет сделать затруднительно, если вообще возможно.



Я конечно об этом не сообщал, но не трудно взять логарифм по основанию 2 от 100 000







Автокорреляция хороша тем, что не нужно синхронизировать генератор ПСП с принимаемым сигналом, а достаточно знать период ПСП, дабы задержать сигнал на эту величину.

Доплер то есть, но вроде не большой. При скорости движения объекта 200 км/ч и частоте передачи 1.2 ГГц получаем сдвиг около 14 Гц. Вобщем-то не так страшно. Большее опасение вызывают именно погрешности задающих генераторов и фазовые шумы гетеродинов.

2 'Михаил_K' У вас есть требования к максимальному времени вхождения в синхронизм?

Мне кажется, что Вам проще и быстрее будет реализовать перебор по всем возможным задержкам и частотам, нежели искать вразумительный ответ здесь или второпях осваивать прогрмму четвертого курса ВУЗа.
В принципе, подумаешь, что синхронизм будет достигаться у вас через минут 30 после включения аппаратуры :-) Но зато Вы справитесь с задачей!! И отчитаетесь перед заказчиком!! :-)

C умничал, да

Теоретически, как и практически, Вы не правы.
Я не люблю термины "кодовое усиление" и пр. Потому, что они, по сути, являются сорными.
Есть скорость передачи сообщения, есть полоса сигнала, и есть отношение С/Ш в этой полосе (в предположении, конечно, что шум имеет постоянную плотность в полосе). Всё остальное - от лукавого.
Поэтому, ни о каких "50 дб выигрыша" речь идти не может. Точнее, может, равно как и о 30, 70 или 100 дБ, пока не заданы необходимые условия.
Более того, в системах СШП связи мы можем получить только энергетический проигрыш по сравнению с "классическими" (специальные случаи, типа мощных узкополосных помех, пока предлагаю не рассматривать).
Не трудно, даже взял, однако, мне этот логарифм ни о чём не говорит.
Скорее всего, мы пользуемся разными понятиями базы сигнала.
Скажите, какая база, например, у сигнала С/А системы GPS, если известно, что скорость передаваемого сообщения равна 50 бит в секунду, период повторения ПСП равен 1 мс, а её длина - 1023 бита?
Вероятно, Вы считаете, что длительность 1 бита передаваемого сообщения обязательно должна быть равна периоду повторения ПСП?
Собственно, вопросы моего предыдущего поста исходили из противного, и остаются в силе.

Ничего не понял.
Готов присягнуть, что Вы получите пики автокорреляционной функции, на интервалах времени, кратных периоду повторения ПСП.
И что Вам это даст?
Вычисление АКФ может быть полезно только при "двумерном", сеточном поиске, когда требуется грубо определить частоту несущей. Но этот способ связан с большими трудностями: требуется иметь память на большое кол-во отсчётов, совершенно ненужную в режиме слежения.


Всего-то? И Вы паритесь?
Навскидку: коррелируйте сигнал не с ним самим, а с куском эталонной ПСП длиной, скажем, в 10-20 мс.
Причём это нужно делать как в синфазном, так и в квадратурном каналах.

Простите, а почему непременно нужен перебор по частотам? Может, подЕлитесь всей недостающей инфой о структуре сигнала, если Автор темы уж решил "темнить до конца"?

Желающие заняться словоблудием по части "база" могут начинать например с этого :
http://www.osp.ru/nets/2000/05/141134/

А в GPS последовательность в 1023 бита обеспечивает потенциальную возможность
приема при SNR -30 dB

И задачка синхронизаци в DSSS обычно решается при помощи так называемой преамбулы,
т.е. длительной последовательности 0 или 1.
Так сделано в GPS так сделано и в 802.11b
Наличие этой преамбулы автоматически делает эти системы очень уязвимыми

Итак, прошу ответить: какова база сигнала GPS, передаваемого C/A кодом? Словоблудия не надо, говорите конкретно. В противном случае, это может быть расценено, как попытка "наезда", со всеми вытекающими.

Доказать можете?

Ну, для уважаемого СОЖ, спутники, конечно, сделают исключение, когда он соизволит включить свою таратайку, и выдадут ему "так называемую преамбулу", причём со всех сторон одновременно.
Послушайте, уважаемый, а ведь "преамбулу" можно получить не только от GPS. Глупость потенциального "приёмника" этому только способствует.

Вячеслав, Вы ведете себя несколько агрессивно, а это первый признак неуверенности в фундаментальных знаниях. И действительно, постановка Вами вопроса тому подтверждение. Если бы Вы добавили, что в С/А используются ПСП Голда, причем из совокупности выбрано конечное множество, то (может быть) человек ответил бы правильно.
Пример, что Вы подумаете о человеке, который задал Вам вопрос: "Сколько будет 2*х+3".... Вот и мы так о Вас подумали

По поводу постановки вопросов Михаилом - все он указал правильно и этого достаточно, чтобы решить его задачу.

И по поводу -30дБ относительно Герца - это уже вчерашний день, нам известны устройства функционирующие до -45

Первое, что хочется ответить на вопрос о базе сигнала GPS - B=1023. Однако не всё так просто. Заглядываем на стр. 5 Варакина "Системы связи с шумоподбными сигналами" и видим следующее определение базы сигнала
B=F/2W,
где B - база сигнала,
F - ширина спектра широкополосного,
W - полоса информационного сигнала.
Подставляем в формулу эти значения и получаем:
B=2046000/2*50 = 20460

Обусловлено это тем, что один информационный символ в GPS передаётся 20 повторениями C/A кода GPS.

C физической точки зрения дополнительный выигрыш обеспечивается тем, что после коррелятора (он-то обеспечивает выигрыш в 1023 раза (~30 дБ)) стоит узкополосный фильтр, который позволяет избавиться от шумов, которые находятся вне полосы полезного сигнала.

Т.е. выигрыш за счёт обработки сигнала можно определить следующим образом:

G = 10*lg(ПОЛОСА_ШПС/ПОЛОСА_ИНФОРМАЦИОННОГО_СИГНАЛА)=10*lg(2046000/100)=20460 (~43 дБ)

Кажется, примерно так получается... ))

P.S.
А о какой синхронизации с помощью преамбул идёт речь?

Можно несколько по подробнее. Я не знаком с GPS. А как формируется сигнал на передачу? Так же как обычно в ШПС системах, т.е. логическое перемножение данных с ПСП, или информационная составляющая сначала подвергается фильтрации косинусным фильтром с большим оверсамплингом на выходе (т.е. 20), а уже потом умножается на ПСП?

Ну, это профессионалам, конечно, виднее. Я утверждаю, что мои вопросы поставлены корректно, в отличие от условий задачи, и призваны их уточнить.

Речь идёт об незнании/непонимании элементарных вещей; о параметрах сигнала GPS и особенностях С/А кода можно легко найти информацию в интернете. Рамки форума не позволяют выкладывать всё это здесь.
Ответ от уважаемого СОЖ всё же получен, невзирая на Голда. Столь же скоропалительный, сколь и неверный.
А вот теперь вопрос к Вам: скажите, при чём здесь вообще Голд? По-моему, признаки "плавания", даже не в фундаментальных, а в элементарных знаниях явно прослеживаются именно у Вас.

Для остальных: коды Голда используется только затем, чтобы эффективно разделять сигналы от разных спутников (хотя, энергетический проигрыш по сравнению с "классикой" всё же есть, из-за несовершенства кодов). К базе сигнала, модулированного ПСП, и приёму СШП сигнала в белом шуме, однако, это не имеет ни малейшего отношения.

Кто это "мы"? Профессионалы?
Ваша аналогия совершенно неуместна.
Повторяю: я хочу уточнить неизвестные, о которых автор темы забыл упомянуть.
Предположение, что сигнал с базой 100000 формируется с помощью ПСП длиной 2^17 символов, с моей точки зрения, безосновательны. Однако, если есть какие-то другие, отличные от общепринятых, понятия базы сигнала, я хотел бы об этом знать, поэтому и задал вопрос.
Кстати, не подскажете, каким кодом предполагает пользоваться автор темы?

Совершенно НЕ достаточно. По крайней мере, к моменту написания Вами здесь своего первого поста.

Относительно какого ещё Герца? Старенького?

В GPS происходит логическое переножение данных и ПСП (операция xor для сигналов, состоящих из 0 и 1).

Вот именно.

Совершенно верно.
Причём никаких "кодовых усилений" вводить не нужно. Для приёма сигнала в белом шуме достаточно сведений о полосах сигнала, его мощности и спектральной плотности шума (или отношения С/Ш).

Причём этот фильтр согласован с импульсной характеристикой фильтра информационного сигнала (или формой его элементарной посылки), т.е., по сути, также является коррелятором.

Именно так. Об чём, собственно, и речь.

ЗЫ. Интересно, что скажут некоторые профессионалы о базе сигнала, передаваемого P(Y)-кодом с частотой следования 10,23 МГц, и периодом повторения несколько недель (в принципе, сам генератор ПСП имеет период повторения кода более полугода), если предположить, что скорость передачи сообщения составляет те же 50 bps ? ;)

Абсолютно так же; накаких "приподнятых косинусов" не используется.
Фильтрации, ограничивающей полосу, информационный сигнал подвергается уже после модуляции кодом.

Поясните пожалуйста, если сигнал формируется за счет логического перемножения, т.е. фактически операции исключающего или, и фильтр информационного сигнала на стороне передачи отсутствует, то с чем согласован фильтр приемника, который стоит после коррелятора? Похоже, что он должен представлять из себя например КИХ фильр, где все коээфициенты равны 1, или я не прав?

Кстати, на счет ваших вопросов по структуре сигналов, пока ничего внятного сказать не могу, структура еще не выбрана, но предполагалось использовать именно ПСП, формирующейся каким-нибудь скремблером о 17 степени. Хотя, судя по информации, которую предоставляют участники, это может быть не самым лучшем решением. Тут мне надо подумать.

И еще, кто-нибудь может поделиться инфрмацией или ссылочкой о более подробном устройстве GPS приемника. С функциональными схемами, требованиями к гетеродинам и т.п. Буду благодарен.

Правы совершенно.
Оптимальным будет КИХ-фильтр с "длиной" к-тов, равной длине передаваемого символа (если обрабатывать сигнал в цифрЕ, ессно). В "аналоге" оптимальным будет демодулятор на основе вычисления ВКФ сигнала и прямоугольного импульса, равным по длине символу.
Выходной фильтр передатчика для информационного сообщения является фиксатором нулевого порядка (интегратором со сбросом), преобразующем "мгновенно" поступившее на его вход число в физический прямоугольный импульс с длительностью, равной периоду выдачи символа исходного сообщения.
Так, как его импульсная характеристика представляет собой симметричный прямоугольный импульс, оптимальный приёмник должен иметь аналогичную ИХ. Реализовать можно как в виде КИХ-фильтра, так и в виде аналогичного интегратора со сбросом (последнее легко сделать как в цифре, так и в аналоге).

На местном ФТП много чего лежит. Подборку для ознакомления могу выложить на файлообменник чуть позже (кстати, я это уже когда-то делал, поищите в форуме).

По Вашим словам база сигнала не будет отличаться для случая когда в системе всего один спутник и случая, когда в системе всего два спутника?

Уважаемый, прежде, чем задавать "каверзные" с Вашей точки зрения вопросы, правила хорошего тона предписывают ответить на адресованные Вам, и прояснить Вашу позицию по обсуждаемой тематике. Пока что Вы ограничивались только пространными рассуждениями на отвлечённые темы, и создавали флуд там, где его создавать вовсе не нужно.
Так что вернитесь к началу темы, почитайте, что в ней обсуждалось, а потом соизвольте написать что-нибудь толково и конкретно. Или не написать более ничего.

Чтобы не создавать флуд, для полноценных ответов необходимо ясное понимание позиции задающего вопрос. Вопрос, который я Вам дополнительно задал, направлен на это. Разъясните Ваше понимание и получите полноценный ответ. А флуд я и сам не люблю

Есть хорошая книга по шпс. Автор Варакин. Название не помню. Частенько выручала, много ответов можно найти там

Пропустил ... пропустил, по части "считаете"
Любой студент, абсолютно точно знает, и он глубоко прав,
что если назван период повторения ПСП 1 мс то это автоматом означает скорость 1000 bps,
и занимаемую полосу в эфире где то более 2-х МГц, поскольку как бы хитромудро
не обзывали обыкновенную АМ но без неё никак ... поскольку другие модуляции имеют пороговый фифект

Вот тут то и возникает законный вопрос,
а куда подевались оставшиеся 950 бит

... нет особой необходимости отвечать на этот вопрос в свете вопроса стартера данного топика ...
Поскольку ему необходимо синхронизироваться на тех 1000 bps, если проводить аналогии с GPS,
и как это можно делать я уже упомянул.

Есть, когда я еще учился в институте она была секретной . Сейчас нашел один экземпляр, буду изучать.
Спасибо всем за участие. Мне нужно взять тайм-аут для переваривания.

Если нужна литература о ШПС и сложных сигналах, обращайтесь, выложу ссылок. На просторах интернета найдется если не все то многое...

Михаил_K, прошло 1,5 мес. с последнего поста темы. Интересно, как вы решили эту задачку на практике?

Будучи студентом, я много занимался алгоритмами быстрого вхождения в синхронизм с ШПС для беспроводных систем связи CDMA - судя по заголовку, это очень близко к вашей теме, хотя из-за недостатка спецификации... Сейчас эта задача менее популярна, чем 20-10 лет назад, т.к. с тех пор почти все там изучено вдоль и поперек на солидном академическом уровне, но все еще актуальная на практике в связи с новыми стандартами в 4G, IEEE 802 и модернизированной GPS, так что было бы интересно продолжить обсуждение.

Для затравки, вам попадались такие идеи как
1) комбинационный код (ШПС или ПСП последовательность),
2) прерывистый циклический код и его "брат", перфорированный код,
3) "быстрая" свертка на абелевых группах.
Все это математически доказанные методы быстрой синхронизации длинных и сверх-длинных кодов, когда простая демодуляция "в лоб" невозможна из-за отрицательного отношения сигнал-шум на входе приемника. Первые два, как мне известно, используются на практике в коммерческих 3G системах, а третий доступен только для заказной аппаратуры с мощными вычислителями.

А что это за зверь такой? Чем она лучше например быстрой свертки через FFT?