Здравствуйте! Собрал источник питания на микросхеме FL7701 по типовой схеме:



Перечень элементов:

BD диодный мост DB105S
L1, L2 RLB1314-682KL (параллельно L1 стоит резистор 470 ом)
L3 PCH-45X-395KLT (3.9 mH, Isat = 0,452 A, Irms = 0,33 A)
D1 MURS160 - ультрабыстрый диод Шоттки, 50 нс, 600В/1А (два параллельных диода)
D2 LL4148
C1 К73-17-400-0.022 5% CL21 (SD)
C2 К73-17-400-0.1 5% CL21 (SD)
C3 1 mkF, 1206
C4 100 pF, 0805
Q1 XTA8N50P (500 В, 8 А)
R1 20K, 0805, 5%
R2 510, 0805
R3 1R, 2512, 5%
U1 FL7701

Нагрузка = 60 Ом. Входное напряжение = 220 В переменного тока.
Первое время выходной ток с источника питания - такой, какой и нужен, около 350 мА, коэффициент мощности = 0,99. Но пульсации около 2А (измеренные на резисторе 0,1 Ом):



Через некоторое время схема начинает сходить с ума: уменьшается коэффициент мощности, падает выходной ток.

Может ли так влиять превышение тока насыщения катушки?


P.S. скриншот программы для расчета этой схемы:



P.S.S. чтоб отсеять возможные проблемы с точностью и мощностью токозадающего резистора и максимального тока диода, завтра куплю и поставлю резистор KNP 5W 1 1% (на место R3), вместо паралелльных диодов (D1) поставлю один диод STTH3L06S (85 нс, 600 В / 3 А)

КNP- проволочный резистор. Для датчика тока не годится.
О пульсациях - вообще вопрос непонятен. Это же схема без фильтра. тут все повторяет сеть. Светодиоды и должны моргать 100Гц.

Частота пульсаций - это как раз понятно. Вопрос другой - откуда такая большая амплитуда пульсаций?

Согласно программе для автоматизированного расчета источника питания (третий скриншот в первом сообщении) и даташиту на микросхему амплитуда пульсаций - должна быть около 500 мА, у меня же, при большей индуктивности, амплитуда пульсаций получается в разы больше.

Нужно разобраться в основных принципах работы схемы. Все эти скриншоты и шпаргалки-калькуляторы совершенно бесполезны, если не понимаем качественную сторону дела.
На осциллограммме пульсации с частотой 100Гц? Так оно и должно быть. Энергия же нигде в схеме не накапливается, берется прямиком от сети.
Пульсации тока ВЧ? Так во-первых, покажите именно их, во-вторых, а почему бы и не быть им?
Энергия, ток опять-таки не сглаживается фильтром, а поступает прямо от дросселя. Если там индуктивность-частота не в определенном соотношении, то будут пульсации, и значительные.

Прекрасное доказательство тому, что средний ток дросселя указали в его бумаге небезмозглые люди.

И что за игры с R2? Утром он был 100 Ом, теперь вообще 510. Если уж "пробовать", втыкайте сразу 10 кОм, что ли.

В одном из файлов с дизайнами блока питания, есть схема, где выбран транзистор FQD1N60C (Qg = 6,2 nC), а частота самого преобразователя 45 кГц. Тогда ток потребления схемой на управление затвором:

Qg * F = 0,279 mA.

Номинал резистора для ограничения тока затвора в этой схеме = 100 Ом. Отсюда, значит было рассчитано 0,0279 В на падение напряжения на этом резисторе.

Действительно, с моим транзистором, частотой преобразования и ограничивающим ток затвора резистором (номинал которого видимо совершенно неадекватен)) ), падение напряжения на этом резисторе получается слишком большим – 1 В.

Частота преобразования моей схемы = 100 кГц, Qg моего транзистора = 20 nC. Значит, ток потребления схемой на управление затвором будет равен 2 mA. Если брать падение напряжения, примерно равным дизайнерскому, номинал резистора для моей схемы д.б. примерно таким: 0,0279 / 0,002 = 13,95 Ом.

Все ведь верно рассчитал?

Вот только в даташите на микросхему не нашел максимальный ток, который может идти на затвор… Возможно ли такое, что выбранный мной транзистор может не подойти для этой схемы из-за большого значения Qg?



P.S. Я знал, что средний ток дросселя будет превышен, но город довольно маленький, ничего под рукой более подходящего не нашел, думал, что с этой катушкой он хотя бы минут 10-15 будет работать (просто для проверки, а потом уже намотать или заказать нужнуый дроссель), а сейчас нормально работает меньше минуты... Ну да, надо попробовать заменить два диода одним 3 амперным и поставить подходящий резистор для ограничения тока затвора и поэкспериментровать с этой катушкой еще раз...



Итак, заменил два амперных диода на один 3-ех амперный STTH3L06S, вместо резистора 510 Ом, поставил резистор 11 Ом. Итого:

- в первый момент выходной ток 0,25 А, коэффициент мощности 0,937;
- минут через 5, ток колеблется в диапазоне 0,23 - 0.25 А, коэффициент мощности упал до 0,91; температура диода = 51C, температура транзистора = 40C, температура микросхемы = 70C. Пульсации тока на резисторе 0,1 Ом:



- следующие три минуты работает примерно в таком же режиме, затем выключил блока питания из сети.

Все-равно че-то не так(

Есть ли смысл поставить на выход схемы электролит и увеличить частоту преобразования блока питания со 100 кГц до 120-150 кГц (температура на корпусе транзистора вроде позволяет...)?


Все это время измерял пульсации на катушке Р321 0,1 Ом, включенной последовательно нагрузке... Знал конечно, что там всякие индуктивности и т.д., но решил измерить все-таки пульсаци непосредственно на одном из нагрзочных резисторов (3 штуки по 20 Ом), итого:



пульсации около 0,4 А... что и нужно, видимо, косяк был в том, что измерял пульсации на проволочном резисторе Р321...

очередная проблема(
на выход добавил конденсатор на 1 мкФ, датчиками тока подогнал выходной ток до Iдейств = 0,32 А - 0,35 А (стабильно в пределах входного напряжения 150-250 В переменного тока, возможно диапазон и больше). Сейчас пульсации устраивают - че-то около 400-500 мА, коэффициент мощности 0,9. Но начало все безумно греться: температура на микросхеме вообще достигает чуть ли не 90C...

уменьшил частоту преобразования до стандартной для этой микросхемы (45 кГц), резистор, ограничивающий ток затвора, пока оставил прежним (11 Ом). Сейчас температура микросхемы - около 70C. Коэффициент мощности около 0,88.


Странно, в даташитах коэффициент мощности источников питания на этой микросхеме должен быть более 0,95... где-то снова косяк в моей схеме(

О каких таких пульсациях речь идет вообще?
Когда в сети нулевое напряжение (синус через ноль проходит) от чего это все питаться должно?
Вы смотрите на пульсации на частоте сети, у них период 10мс. Сама схема питается пульсирующим напряжением ведь!
Чтобы увидеть пульсации на частоте коммутации в виде устойчивой картинки, нужно схему запитать от истоника постоянного напряжения.
Расчет затворного резистора длинный и малополезный. Затвор не потребляет ток постоянно, как резистор или база биполярного транзистора.

о пульсациях выходного тока в цепи нагрузки, но уже описал выше, что с этим как раз разобрался. проблема была в том, что неправильно их измерял (измерял на катушке, покдлюченной последовательно нагрузке оказывается, хотя всегда думал, что это просто шунт 0,1 Ом). Когда измерил пульсации выходного тока непосредственно на нагрузке - оказалось, что схема работает правильно.

с температурой нагрева тоже разобрался, видимо, просто микросхему нельзя использовать на повышенной частоте без радиатора.

сейчас вопрос в другом: почему в описании на микросхему коэффициент монщости блока выше 0,95, у меня же он сейчас 0,9 всего...

второй вопрос: есть ли какая-нибудь программа для автоматизации расчета ЭМИ фильтра (на схеме номиналы обоих входных катушек и обоих конденсаторов выбраны исключительно наугад) или упрощенная методика расчета.

Нет. Потому что фильтр снижает уровень помех до норм, предписываемых каким-нибудь стандартом ЭМС. А каким образом программа узнает уровень помех, генерируемых конкретным устройством? Были попытки моделировать дифференциальные кондуктивные помехи с помощью Spice-симулятора. Как и следовало ожидать, результаты моделирования даже приблизительно не соответствовали данным измерений:
http://www.artedas.fr/alsftp1/notes/NA00069-basso01.pdf

Что Вы называете коэффициентом мощности? Power factor? Может, КПД? Как Вы его измеряете?

коэффициент мощности и называю коэффициентом мощности. измеряю измерителем коэффициента мощности.

кпд тоже вообще стремный получается. вместо 0,9 по даташиту, получается около 70 %.

измерил гармоники входного тока: там тоже беда)

меня устраивает блок питания в том виде, что есть сейчас. другое дело, раз он не соответствует некоторым пунктам из даташита на микросхему, значит, где-то какой-то элемент не так подобрал, а значит, не факт, что микросхема в таком блоке питания, как есть сейчас, долго проживет.

C Reference Design сравнивали схему и разводку ?

Если бы Вы даташит или ссылку не поленились привести, можно было бы взглянуть...

Апнот обещает 0.85, а не 0.90 КПД. Могли
- ошибиться при измерениии
- не повторить конструкцию тщательно, использовали другие компоненты.
Какие вопросы вообще могут возникать, если повторяете схему и конструкцию один в один из апнота?
Единственное - поднатужиться и дроссель аккуратно намотать. Ну, зазор ему просчитать, в оригинале о нем помалкивают или где-то так написано, что сразу не увидеть.

Рассчитали в корне неверно. Qg * f - это средний ток потребляемый затвором (точнее, средний ток на открывание ключа). Импульс тока затвора, естественно на несколько порядков больше. И чем он больше, тем лучше, - быстрее откроется/закроется ключ - меньше потери при переключении. Резистор в цепи затвора выбирают минимально возможным по двум критериям:
а) По максимально допустимому выходному току драйвера: Rg >= Voh / Io(src)max,
где Voh - выходное напряжение высокого уровня драйвера, Io(src)max - максимально допустимый вытекающий ток драйвера.
б) По условию недопустимости колебаний тока затвора. Индуктивность монтажа и входная емкость затвора образуют колебательный контур. Резистор снижает его добротность до уровня когда колебания отсуствуют. Для соблюдения этого условия рекомендуется Rg >= 2 * (Lg / Ciss)^0.5, где Lg - индуктивность цепи управления затвором - дорожки, выводы транзистора, Ciss - емкость затвора. Т.к. индуктивность Lg обычно неизвестна, на практике этот резистор просто подбирается под каждую конкретную топологию платы. Ставим сначала перемычку вместо него, осциллографом наблюдаем осцилляции в затворе, увеличиваем резистор до тех пор, пока осцилляции не исчезнут.
Если выход драйвера достаточно мощный, для минимизации Rg нужно разводить цепь драйвер-затвор-исток-драйвер максимально короткими и широкими печатными проводниками, драйвер располагать поближе к ключу и т.д.



На 4-й странице даташита Absolute maximum ratings: Io+/Io- 250mA... Весьма слабенький драйвер.

Годный перевод аппноута на эту тему: http://www.efo-power.ru/files/documents/AN1001_rus-1.pdf

P.S.: Ток закрывания также нужно ограничить по вышеприведенной методике, включив резистор последовательно с диодом D2, либо вообще выкинуть D2 - тогда токи на открывание и закрывание будут примерно одинаковыми. В DCM или TM режимах работы ключ открывать можно медленно - большого вреда от этого не будет, т.к. ток стока в момент включения близок к нулю, а выключать нужно быстро, т.к. в момент выключения ток максимален и основная доля динамических потерь приходится именно на закрывание ключа. Поэтому обычно цепь разряда затвора (через диод D2 в Вашей схеме) делают с меньшим сопротивлением. В CCM же режиме открывать ключ также нужно побыстрее, поскольку включение происходит при ненулевом токе, следовательно с увеличением времени включения будут расти динамические потери.

Не загнали ли Вы уменьшением частоты преобразователь в DCM? Если так, то PF естественно упадет, т.к. форма опорного напряжения оптимизирована для CCM.

Еще варианты:
1. Велик/мал конденсатор на ноге VCC - провалы на нем используются для синхронизации и синтеза опорного сигнала. Если внутренний сигнал ZCD сильно отстает от реального перехода сети через ноль - PF закономерно упадет.

2. Измеритель PF "сходит с ума" из-за непомерно большого ВЧ тока, потребляемого по сети. В этом может быть виноват как Ваш БП, так и все вместе взятые БП подключенные к сети, в т.ч. у соседей. Включите последовательно со своим устройством резистор несколько Ом - десятков Ом на время измерений PF.