Нужен ФНЧ со следующими параметрами:
1. Полоса (по - 3 дБ) - 12 МГц.
2. Неравномерность АЧХ в полосе до 10 МГц - не более 0,5 дБ (не строго, но желательно).
3. Подавление на 16 МГц и выше - не менее 40 дБ.
4. Отношение С/Ш на выходе - не менее 60 дБ.
5. Линейная ФЧХ (постоянное ГВЗ).

Есть мысль сделать такое устройство на ПЗС по схеме КИХ-фильтра. Частота выборки - в диапазоне 80-200 МГц (чем больше, тем лучше). По первым прикидкам, достаточно цепочки из 32-х элементов задержки и точности представления к-тов около 0,5%. Если кто знает о наличии таких фильтров в природе - сообщите, пожалуйста. Если кто может сделать - возможно сотрудничество на уровне организаций.

Станислав,
Недостаточно условий. Вопросы навстречу.

1. А не проще ли фильтр сделать, а потом к нему эквалайзер прицепить?
2. Сделать в каком виде, в интегральном виде?
а) По вашему описанию понимаю что простой LC фильтр вас удовлетворит? при этом SNR будит стремится к минус бесконечности
б) Если нет то при наличии хорошего операционника (пару лет назад видил дезайн SNR=-120dB), можно Active-RC сделать. Боюсь, OTA (transconductance) реализация может не потянуть такой SNR.
в) Какое потребление нужно?

А какие условия еще нужны?
Нет, все это не подходит, так как аналоговыми методами такой фильтр без регулировочных элементов построить практически очень тяжело, кроме того, нужна строго линейная ФЧХ, хотя бы в полосе пропускания, чего в аналоге никак не получится. Изделие же нужно в интегральном корпусе.

А на ПЛИС если замутить? Не рассматривали такой вариант?


Активный фильтр на 12 МГц? Это ж какие номиналы частонозадающих элементов будут?

Советую посмотреть здесь:
www.minicircuits.com
www.synergymwave.com

Тогда уж лучше в ASICе... Этот вопрос еще не изучен достаточно, тема для меня новая, а необходимыми сведениями о возможностях современных FPGA и ASIC я сам не обладаю. Просто есть внутренняя уверенность, что такую штуку сделать получится. Буду благодарен за любые ссылки по данной тематике, хотя бы и для FPGA. Главная проблема - точность представления к-тов: нужно минимум 0,5%, а лучше 0,25%.

Посмотрите вложение.

Да-да, спасибо, я уже посмотрел по Вашим ссылкам, однако, это, по-видимому, не совсем то: ГВЗ (ФЧХ) нигде не приводится. Это значит, что фильтры - аналоговые, и, несомненно, имея "хорошие" амплитудно-частотные свойства, имеют "плохие" фазо-частотные. Поправить же дело методами последующей цифровой обработки представляется невозможным.

[quote name='Stanislav' date='Dec 28 2005, 10:13' post='74983']
[quote name='monya' post='74846' date='Dec 27 2005, 23:56'] Станислав,
Недостаточно условий. Вопросы навстречу.
[/quote]А какие условия еще нужны?
Условия реализации. Потребление, размер,...

[/quote]Нет, все это не подходит, так как аналоговыми методами такой фильтр без регулировочных элементов построить практически очень тяжело, кроме того, нужна строго линейная ФЧХ, хотя бы в полосе пропускания, чего в аналоге никак не получится. Изделие же нужно в интегральном корпусе.
[/quote]
Можнo сделать фильтр, а потом к нему аналоговый эквалайзер. При этом линейность ФЧХ, неравномерность group-delay в полосе пропускания может быть мало.

А чем тут ASIC принципиально лучше? ASIC себя оправдает, если будете делать тысячами и десятками тысяч. А для небольших количеств и прототипирования ПЛИС (FPGA) рулит всяко.

Т.е. сигнал оцифровать и загнать в FPGA. Там внутри соорудить КИХ фильтр. У соверменных недорогих FPGA Cyclone II и Spartan3 внутри есть аппаратные умножители 18х18. Если сделать на 32 тапа, то все должно получиться при вполне скромных (доступных) затратах. Единственное - быстродействие, тут надо поприкидывать, сколько времени уйдет на вычисление отсчета. Сам фильтр можно прикинуть в матлабовском Симулинке.

Нет,здесь другая ситуация. ASIC уже есть, выпускается тысячами, а даже самая навороченная FPGA не потянет и четверти нагрузки ASICа.
Да, это все понятно. Но реализовать "в цифре" нет никакой возможности (по крайней мере, наши спецы об этом и слушать ничего не хотят), т.к. это много(20!)канальная система обработки сигналов с кодовым разделением, и на входе ее сигнал дискретизируется очень грубо (3 уровня всего). Большего выжать из чипа, похоже, не получается. Так что пути два: или найти готовую микросхему, или сделать свою. В идеале "поженить" ее с существующим ASICом.

Народ, уточните, пожалуйста, что означает в английской терминалогии КИХ фильтр?

to dxp

есть ли у вас на вскидку оценка, во что выливается такой проект на FPGA? Имеется в виду минимальный набор софта и железа, который бы позволил собрать такой фильтр. Как я понимаю, необходим еще ADC на входе, но в этом случае обеспечить 60 dB, могут только 14 bit ADC, которые в настоящий момент имеют максимум 200 Ms/s скорость оцифровки.

Нет, такими способами задачу вряд ли можно решить вообще. Даже если допустить, что реализация с приемлемой точностью такой системы частотных+фазовых фильтров в принципе возможна, в моем случае речь идет о крупносерийном выпуске продукции, исключающей возможность индивидуальной регулировки каждого прибора. Поэтому, повторяю, аналог отпадает.

FIR filter.
Да, АЦП нужен, но насчет 14-ти бит Вы явно загнули. Для справки: динамический диапазон идеального N-разрядного АЦП определяется как 6,02*N+1,5 (дБ). Реально, конечно, меньше, но 11-12 бит должно хватить.

Ну, эт Вы зря. FPGA'хи есть такие монстровые, что туда можно десяток пней впихнуть. Только стОят они тоже как самолет , и компилять такие объемы я бы не желал.

Возможно, это и так, но от этого не легче. Задача к настоящему времени решена в общем-то типично - используются дорогостоящие ПАВ фильтры на ПЧ приемника с более-менее приемлемыми характеристиками. Хотелось бы удешевить систему путем преобразования несущей сразу в нулевую частоту, но загвоздка в НЧ фильтрах с определенными характеристиками. В этом случае не проходит ни чистый аналог, ни цифирь, а вот на ПЗС такое впечатление, что должно получиться (хотя, сведений о том, чтобы кто-нибудь так делал, у меня не имеется).

Мне трудно судить, т.к. не знаю конкретных требований и нюансов. Но соображения следующие: 14 бит АЦП, видимо, не нужен, согласен со Станиславом, что 12-битного должно хватить. Потом, не очень понял, зачем такие дикие скорости - 200 МГц? Полоса пропускания 12 МГц, подавление начинается от 16 МГц. Частоты сэмплинга должна быть по теории не ниже 32 МГц. Но это в пределе, конечно, надо иметь запас. Вот берем симулинковский Digital Filter Design, выбираем простейший Low-Pass FIR Equiriple, задаем Fpass = 12 MHz, Fstop = 16 Mhz Fs = 50 MHz, Apass = 0.5dB, Astop = 46 dB. Жмем на кнопу, получаем результат: 22 порядок и т.д (см файл f.fcf).

При 50 МГц потоке, т.е. 20 нс на отсчет, вполне реализуемо на каком-нибудь Циклоне2 или Спартане3. В плане софта - обычный ПЛИСоводческий набор: синтезитор, симулятор, P&R и т.д., никакой экзотики. Как это ляжет на 20 каналов, наскидку сказать не берусь, надо сначала один канал до ума довести, потом уже тиражировать.

В моем случае частота в 50 МГц не подойдет - нельзя забывать, что первая "зеркальная" полоса пропускания дискретной во времени системы лежит именно на частоте дискретизации, а на 50 - 10 = 40 МГц у меня еще недостаточное подавление мешающих сигналов входным фильтром, то есть будет иметь место "aliasing".

У меня достаточно много используется различных ADC, поэтому реально могу сказать, что чистые 60 dB получить на 12 bit очень и очень сложно, если понимать под динамическим диапазоном отношение максимального входного сигнала к уровню шума (иными словами time domain dynamic range). Если имеется в виду динамический диапазон во frequency domain, то тогда это возможно, но зависит от длины используемого FIR filter.

Может я ошибаюсь, но описанный вами подход используется в спектральных анализаторах, например Agilent, реализовано на FPGA

Сигнал двуполярный, поэтому в формулу для динамического диапазона должно входить не N, а N-1.

А почему, собственно, Вы считаете, что будет дешевле реализация фильтрации в цифре? И что является выходом Вашего устройства - цифра или аналог? Если цифра, то сам Бог велел сразу обработку в ней и делать, а если аналог, то подумать надо...

Это через почему? Как полярность может влиять на динамический диапазон? Посмотрите, например, вот сюда. Ссылка взята наугад. Как объяснить такое отношение С/Ш?Из предыдущего обсуждения следует, что я не считаю реализацию в цифре дешевле аналога. Более того, ПЗС фильтр является все же по сути дискретным во времени аналоговым. Выход его - также аналог, который потом дискретизируется по уровню. "Честная" же цифровая реализация фильтра, повторюсь, не представляется сейчас возможной.

А это как тогда понимать? Или это? Бывают и получше... Если же у Вас не получается нормального для АЦП отношения С/Ш, это говорит о недостаточно качественной схемотехнической реализации Ваших устройств. Потери могут также возникнуть во входном тракте, а также в проводах.

Это крутая задачка. Здорово было бы найти ПЗС, но и цифру сбрасывать со счетов не стоит. Есть же специализированные фильтры. Вот например у Intersil линейка: HSP43124, HSP43168, HSP43216, HSP43220. У TI наверняка есть что-то подобное. Не стал разбираться подробно с применимостью к Вашей задаче, это всего лишь направление, где можно поискать - Programmable FIR Filter. К сожалению, имею маловато опыта в этой области чтобы давать обстоятельные советы

Programmable FIR Filter существуют, но с такими параметрами это стоит порядка 5 k$ на канал, если речь идет о real time.

Я не занимаюсь разработкой плат, я использую и порой тестирую те, что производятся достаточно уважаемыми производителями Gage, NI, Pentek на основе упомянутух здесь ADC производства Analog, TI.
IMHO, Существует удобная производителям сумятица в методе определения SNR. Большинство производителей используют frequency domain, в котором SNR зависит от длительности сигнала, или другими словами частотного разрешения спектра. Уровень шума (в dBm) в FFT спектре у вас до определенного разрения обратно пропорционален разрешению.

Эта проблема SNR решена наиболее корректно в спектральных анализаторах, где приводится уровень шума для заданной полосы частот

А если использовать mix-mode switched-capacitor or switched-current реализацию. Switched-capacitor фильтры будут давать очень точную характеристику, частоты вполне реалезуемые.
Подобнaя идея используется Anadigm in their FPAA (http://www.anadigm.com). Частоты у них правда меньше, но ежели ASIC делать можно выйти и на эти частоты.

Простите, но мы с Вами как будто на разных планетах живем. А это тогда что? Восемь каналов, да еще с NCO и цифровым квадратурным демодулятором каждый! А вот это, шестиканальное, вообще с АЦП поженили. Однако, мне все же не подойдет по цене, потреблению и функциональности.

Разница в том, что вы приводите цены Analog для одной микросхемы, я привожу цены готовых к использованию плат с интерфейсом позволяющим задавать параметры FIR filter, а это две совершенно разные планеты.

Возможно насыщение рынка вызовет снижение цен на готовые платы, но пока снижение цен произошло только на компоненты.

Спасибо за ссылочки, но все же не совсем то. Вот если бы их еще с АЦП 9-10ти разрядным поженили, частоту подняли и потребление снизили, да кол-во выводов уполовинили, тогда было бы что надо.

Вот тут мысль еще пришла: а нельзя ли принцип сигма-дельта АЦП сюда прикрутить?! Как альтернативу ПЗС? Правда, частота выборки с-д модулятора и прореживающего фильтра должна быть очень высокой - сотни МГЦ, но ведь сегодня это не столь уж большая проблема. Зато структура фильтра будет очень простой, и ее реализация в ASICе будет возможна...



Простите, если неправильно понял Вас, но мне нужна именно микросхема (или даже решение, которое может быть использовано при проектировании функционального блока внутри чипа).

Не могу настаивать, но попробуйте спросить гугла про "Programmable FIR Filter". А можно еще попробовать добавить "ADC". Вы хорошо знаете свою задачу и легко определитесь насколько подходящие вылезут результаты. Мне показалось, что это вполне перспективно.

Конечно согласен, что если бы всплыло решение на ПЗС... но 22 порядок фильтра... сомнительно. Если что-то встречу - Вы будете первый, кто об этом узнает

Да-да, спасибо, как раз сейчас этим и занимаюсь.
32-й порядок, но нерекурсивный фильтр. Однако, посмотрите какие штуки люди делают... За информацию же - огромное спасибо.

Один разряд знаковый т.е. N битный АЦП превращается в +/-(N-1) бит. Это означает, что динамический диапазон в идеале будет 20*log(2^(N-1)) - без усреднения.

Как я понял - "дискретится сигнал" уже не в Вашей системе? По-моему - классическач задача построения цифрового приемника. Однако, если Вы обратите внимания на часто приводимые очень высокие параметры таких устройств, то обнаружите, что полоса в них достаточно узкая. Во-вторых, задачи нам приходится решать похожие, и только сейчас прорисовывается схема цифрового приема - и для обеспечения режекции зеркалки нужна весьма нетривиальная фильтрация на входе - я подумываю о ПАВ-ах! До сих пор применялся аналоговый ФД с полосой порядка 15 МГц и ФНЧ с характеристикой Бесселя на выходе 5-7 порядок. - Дальнейшая фильтрация производилась в цифре и требовала весьма скромных ресурсов. Этакое комбинированое решеньице.

На сайте www.pentek.com есть receiver который удовлетворяет вашим требования. Если сможете выдернуть от них только начинку для FPGA, то возможно достаточно дешевое решение.

Lonesome Wolf
А почему нельзя использовать цифровую фильтрацию image signal? При двух ADC это делается вполне успешно.

Я имел в виду не baseband image signal - у нас, конечно же, используется квадратурная обработка. А зеркалка при реализации таковой в цифре - я не специалист в этой области, просто когда я попросил прикинуть возможность такого решения, этот вопрос возник. Вплотную пока не занимался.

Кстати - в нашей системе заложена возможность цифровой коррекции неидентичности квадратурных каналов, но аналоговая часть оказалась столь стабильной, что такая коррекция не потребовалась.

P.S. Pentek дерет за свои изделия ого-го.

Мне кажется, что Вы все же ошибаетесь. Тогда и ошибку нужно представлять в форме +/-, с соответствуюшим уменьшением амплитуды. Под динамическим диапазоном идеального (не имеющего собственных шумов и нелинейностей) АЦП я подразумеваю отношение мощностей входного сигнала и сигнала ошибки дискретизации при максимальном уровне входного сигнала. Это отношение зависит только от измерительной части АЦП и определяется количеством ступеней дискретизации, а не от его шифратора, который представляет результат измерения в какой-либо числовой форме.
Да, сигнал дискретизируется после НЧ фильтрации с малым кол-вом ступеней (сейчас всего 3). Это определяется специфичностью задачи - уровень полезного сигнала во много раз меньше теплового шума тракта приема. При этом увеличение количества ступеней квантования дает очень небольшой эффект, а сложностей добавляет - будь здоров. Хорошую цифровую фильтрацию при таком грубом представлении входного сигнала сделать не удается, поэтому сигнал до квантователя должен быть качественно отфильтрован от внеполосных помех.

Спасибо за ссылку, сегодня столько материала просмотрел, что голова уже кругом идет. Так что, наверное, возьму таймаут до завтра.

Разработчики ASIC и слушать об этом не хотят, так что вряд ли что-нибудь получится. Кроме того, мне кажется, что при таких частотах ПЗС все же будет работать лучше. Спасибо за ссылку.

Динамический диапазон не имеет отнощения к ошибке квантования. Это просто отношение максимального сигнала к минимальному. Минимальный сигнал не может быть меньше одного разряда (опять же, без усреднения). Максимальный же - это (N-1) бит. Это конечно же в идеале. Реально же, шумы, приходящие на АЦП должны быть гораздо больше шумов АЦП. И при Вашей полосе следует, IMHO, ориентироваться не на приводивый RMS для которого не указана полоса усреднения. Тем более, когда Вы указываете, что исходное отношение сигнал/шум мало. Да, как следует из - динамика определяется внеполосными сигналами? Тогда еще и интермодуляцию учитывать надо.

Есть ли у вас на примете другие производители. Вообще с ценами на RF узделия происходит очень забавная метомарфоза, I/Q modulator chip можно купить за 5 $, если покупать eval board то будет уже от 100 до 200 $, если модуль с SMA connector, то цена уже идет от 300 - 600 $, а плата с ценой комплектующих максимум в 500 $ идет за 15000 $. Понятно, что надо платить разработчикам платы и драйвера, но похоже рынок еще не насыщен и фирмы снимают сливки.

Как это не имеет? По-моему, мое определение более корректно, т.к. ошибка дискретизации по уровню может быть интерпретирована как "шум квантования", после чего термин "динамический диапазон" становится эквивалентом простого и понятного отношения С/Ш при максимальном уровне сигнала. Но даже если взять Ваше, напр, для синуса, то "минимальной" нужно все же считать амплитуду в 0,5 ЕМР, а не 1 ЕМР, что и приводит к данной мной формУле.
А это еще почему? Неправда. Наличие небольшого шума (с эффективной амплитудой 0,2-0,3 ЕМР для гауссового шума) во входном тракте АЦП может быть желательно только для уменьшения автокорреляции сигнала ошибки квантования при очень "чистом" входном периодическом или близким к нему сигнале (другими словами, удаления линейчатых гармоник в спектре дискретизированного сигнала). Или для повышения разрешающей способности АЦП за счет прореживания с накоплением. Причем такой шум, если, конечно, его вносят намеренно, часто делают "окрашенным", внеполосным. И не важно, куда именно он вводится: в источник сигнала или в сам АЦП, т.к. шум должен быть аддитивным.Простите, ничего не понял... В приемнике происходит корреляционное накопление, при этом полезный сигнал "всплывает" выше уровня шума, а внеполосные помехи нам ни к чему.

Вообще-то сейчас меня интересует другой вопрос, отмеченный в названии данной темы. С прискорбным удивлением, перелопатив гору материала, вынужден констатировать факт: подходящие фильтры на ПЗС никто (или почти никто) не делает, хотя никаких препятствий для этого не видно... Все предпочитают по старинке использовать фильтры либо на ПАВ, либо активные или пассивные аналоговые, что наводит на грустные мысли...

Не будет в обиду сказано, но, по-моему, Вы слишком категорично опираетесь на свое понимание или интерпретацию того или иного положения. Я же указывал, что приводимые мной соотношения определяют мгновенный динамический диапазон, приводимые же Вами формулы используют понятие RMS, следовательно, подразумевают усреднение. Используемое слово uncertainty , я бы не стал переводить и интерпретировать как ошибку .
Второе - посмотрите в любом учебнике как должна строится система - ее коэффициент шума должен определяться первым каскадом. А это означает, что его усиленные шумы должны превосходить шумы любого последующего. Упоминаемый Вами способ расширения ДД путем уменьшения уровня сигнала на входе АЦП обыгрывает только тот факт, что шум и сигнал на входе АЦП узкополосный, а само оно шумит в широкой полосе и спектральная плотность его меньше в полосе полезного сигнала.
Третье, касательно мешающих сигналов. Если Ваш сигнал очень мал, то почему вообще возник вопрос о динамическом диапазоне? Разумно предполагать - и любой коротковолновик Вам это скажет, что большой динамический диапазон в этом случае нужен именно для правильной обработки слабого сигнала на фоне больших мешающих.
Четвертое - если фильтры на ПЗС не делают - значит это никому не нужно . Много лет назад им предрекали блестящее будущее (равно как и памяти на ЦМД и просто насущей необходимости менять кремний как материал для быстрых схем). Но этого нет. Следовательно другие варианты оказались предпочтительнее. Может быть для Ваше конкретного случая это и не так. Но это не меняет ситуацию.

Также Вам не в обиду (а токмо истины для): приведенная Вами формула неверна также и для вашего понимания динамического диапазона.Не сочтите за труд проверить...
Ну да, в моем случае шумы и определяется первым каскадом усиления. Беда только в том, что сигнал значительно меньше их. По-моему, просто возникло непонимание...Любой коротковолновик не сможет принять сигнал, уровень которого более чем на 50 дБ ниже уровня тепловых шумов приемника. Большой динамический диапазон фильтра нужен для подавления мощных мешающих сигналов за пределами полосы приема, а "хорошая" фильтрация шума лишь желательна, но к ней гораздо меньше требований..
Это подход не инженера, а юзера... Инженерный подход подразумевает аргументированное объяснение.

Да, желания самоутвердится Вам не занимать. А вот упоминание об истине, излишне, несколько.
Не сочтите меня ленивым, но не могли бы Вы указать ошибку в моем понимании ДД, за исключением того факта, что я считал максимальным кодом АЦП 2^N, а не (2^N-1) что является, IMHO negligible.

К чему данная ремарка:

если

Просто что бы написать что-нибудь?


Как соотнести вот это:

вот с этим:

С моей точки зрения вы как раз и ответили на мой вопрос о причинах требований к ДД, но почему-то только со второго раза и как-то не ясно.
Действительно, непонимание, что же собеседник имеет в виду, Скорее, ответы на то, что Вы думаете, что он имеет в виду.



Я не склонен к навешиванию ярлыков, скажу только, что мое мнение - это мнение не специалиста, а человека, работающего на рынке (и выживающего на нем). Если на рынке отсутствует какое-либо решение - оно не является оптимальным для огромного большинства задач на данном этапе развития техники. Укажу, что и на рынке сенсоров позиции ПЗС находятся под заметным давлением.

Большая просьба, не переходить на личности, а выражаться по существу.

Ну что ж, извольте. Примем за ДД следующее определение (не Ваше, а более корректное): ДД назовем отношение максимально допустимой (в смысле ограничения по коду) амплитуды гармонического сигнала на входе АЦП к минимально разрешимой. Максимально допустимая амплитуда - 2^(N-1) ЕМР, минимально разрешимая - 1/2 ЕМР. Выраженный в дБ динамический диапазон q' будет выражаться как

q' = 20*log(2^(N-1)/(1/2)) = 20*log(2^N) = 20*(log(2)*log(N) = 6,02*N. Более точный подсчет (с учетом статистики) даст

q = q'+1,5 = 6,02*N+1,5 (дБ), что и требовалось доказать. У Вас же , что абсолютно неверно.

Да нет, к тому, что Вы пишете чушь, которую, к тому же тяжело понять. Вот, например, "...Реально же, шумы, приходящие на АЦП должны быть гораздо больше шумов АЦП...". Это в корне неверно - входной сигнал должен быть усилен до такого уровня, когда его пиковые значения соответствуют максимально допустимому входному напряжению АЦП, если, конечно, клиппирование недопустимо.Шумы же в сигнале могут быть и гораздо меньше собственных шумов АЦП.
Все дело в том, что, высказываясь по техническим вопросам, нужно соблюдать установленные для этих целей нормы языка. Вас же, повторяю, крайне тяжело понять.

Что за ерунда? А фотоаппараты и видеокамеры? Кроме того, ПЗС фильтры и линии задержки широко применяются в телевидении (там, естественно, где они еще не вытеснены цифирью).

-----------------------------------------------
ЗЫ. Выяснение отношений и ликбез не являлись, однако, целями, преследуемыми при создании данной темы. Был бы очень признателен за любую конкретную информацию по сути вопроса.