Всем привет.

Собственно, есть статейка, в которой приводится методика расчета потерь. Посчитал, получились у меня для модуля MIXA40W1200TMH потери в районе 55 Вт для среднего тока 17 А (амплитудна тока 24 А, волновое сопротивления контура 32 Ом, напряжение на входе инвертора 500 В, мощность инвертора 5 кВт, резонансная частота 80 кГц).

Когда реально стал гонять модуль, потери на нем составили около 100 Вт, судя по разнице температуры между показаниями термистора и температурой радиатора. Термистор показывал 95 градусов, а радиатор 70. При этом я вышел всего на 2 кВт, вместо расчетных 5. На 2.5 кВт модуль перегрелся и сгорел.

Отсюда вопрос, какие типы потерь я не учел. Для статики все должно было работать. Динамических потерь вроде как нет.
Насколько существенно влияет частота работы транзисторов в таком режиме? У меня существует убеждение, что по идее раскачать можно любой резонансный контур на любую частоту, хоть на 200-300 кГц, но мне говорят что это не так, а причину не объясняют.

Потери на перезаряд входных-выходных ёмкостей транзисторов не учтены (могут быть весьма значительными).
Потери в сердечниках
Потери за счёт скин эффекта и эффекта близости.
Потери в конденсаторе резонансного контура.
Потери на выходных конденсаторах.
Потери на проводниках печатной платы при такой мощности тоже надо учитывать.

Спасибо. Извините, наверно заголовок неправильно сформулировал. Речь идет только о потерях в полупроводниках, чтобы обеспечить их нормальный тепловой режим. За КПД особой борьбы нет. И проблема именно в том, что радиатор рассеял бы расчетную мощность, а то что выделилось в реальности, увы.

Это и есть потери в затворах IGBT.
Во-вторых та красивая статья обставлена многими условиями для идеального случая, а реально ток и напряжение в схеме смотрели? Сомневаюсь, что там будет красивая синусоида и транзисторы переключаются в нуле.

Ммм, мощность источников питания драйверов не превышает 1 Вт. Для других IGBT этого хватало.


Да, это всегда делается при настройке источников питания. Визуально, мало чем отличается от синусойды, с которой справляются IGBT IRG4PF50WD на той же частоте. Но у них то заявлено, что они до 150 кГц, а у модуля ничего не заявлено. О нуле сложно говорить, т.к. за синусойдой всегда тянется мелкий хвостик. Однако, на полную мощность я не вышел, и, следовально, на полную частоту тоже. Хвосты можно отбросить.

Очень опасное и вредное заблуждение.
Была здесь тема - "Генерация временной задержки (задержка включения MOSFETа)". Почитайте.



Выложите осциллограммы тока ключа и напряжения КЭ (можно еще и затвора) - легче анализировать будет (со слов - только угадывать можно).

хотелось бы увидеть расчет трансформатора и резонансной цепи, и как была обеспечена резонансная индуктивность, а не просто характеристическое сопротивление контура.

Не знаю как у IGBT, но у мощных полевых транзисторов приличная выходная ёмкость сток-исток, которую приходится перезаряжать каждый такт поскольку переключение в этой схеме при нуле тока, а не напряжения.
В даташите про этот параметр к сожалению ничего не сказано.

Схема обычная. Резонансная емкость 0.06 мкФ, дроссель во вторичке транса. Из-за паразитной емкости первичной обмотки транса могли быть проблемы, но они не возникают с другими транзисторами.
Фильтр питания инвертора: дроссель на 1 мГн + 4 электролита с результирующей емкостью 400-600 мкФ. Пленку ставил К78-2 на 0.015 мкФ на всякий случай. Но толку от пленок с малой емкостью, честно говоря нет.


60 А, это не мощные. (ИМХО)
У MIXA40W1200TMH QG = 106 нКл, отсюда для частоты в 80 кГц/2 получаем средний ток 4,24 мА. Для 15 В получим мощность 0.064 Вт.


Почитал, но не всю.


Модуля больше нет с нами. Мерить не на чем.
Остался лишь вопрос, почему одни IGBT могут, а другие — нет. Параметры я сравнивал. Они очень похожи. Модуль даже мощней казался, и я был почти что уверен, что он заработает.

Я говорю про ёмкость сток-исток, а не про затвор

Извините, после работы мозг уже не варит.

Можно уйти от Fr немного вниз - будет ZCS, вверх - ZVS. Без осциллограмм разговор малопродуктивен - гадать приходится.



Судя по описанию - ZCS.

Да, ток спадает до нуля сам. За ним никто не следит. Длительность управляющих импульсов 3/4*T, где T = 1/f рез. Импульсы распределяются то на одну пару транзисторов, то на другую.
Справа одиночный, слева — после настройки в режиме КЗ. Ток мерится во вторичке. В первичке наводятся ВЧ колебания на пояс Роговского, как я понял, из-за крутых фронтов.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Вот, т.е. у Вас уже появились динамические потери (которых вроде как нет) - на перезаряд емкости КЭ. Интересно было бы напряжение посмотреть на канале, когда ключ закрыт ("хвост полсле синусоиды"). Возможно многократное открытие/рассасывание антипараллельного диода ("+" к динамическим потерям) + коммутация оппозитного ключа на насыщеный диод ( большой "+" к динамическим потерям) - что может подтверждаться фразой "В первичке наводятся ВЧ колебания на пояс Роговского, как я понял, из-за крутых фронтов.".

это не ответ на мой вопрос. эта информация практически нулевая. про трансформатор вообще ни слова...
для правильной работы еще требуется вполне определенная индуктивность намагничивания трансформатора, и для получения ее в сердечниуке должен быть зазор.
такое впечатление, что хоть вы там чего-то читали, но делаете от фонаря, наобум.
можете вот здесь ResonantSMPS скачать мою программу расчета резонансного,и с ее помощью сделать правильный расчет трансформатора и резонансной цепи.

Скорее не так - определенное соотношение Lmag, Lres=Lsat+Laux и Cres, причем вариантов {Lmag, Lres, Cres} может быть бесконечное множество.

У нас так делают, работает. Простые формулы, минимум заморочек. Опыт показывает что расчеты практически бессмысленны. Больше времени уходит. А время нынче дорого. Конечный вариант все равно не будет работать так как посчитано. Либо что-то перегреется, либо что-то не влезет. Ну вот я малость отклонился и что-то пытаюсь посчитать. Но я не силовик, просто интересно. Учусь потихоньку.

Параметры контура напишу завтра. В трансформаторе нет зазора, в дросселе есть. Обмотки намотаны литцендратом. Индуктивность намагничивания по памяти единицы миллигенри, дроссель от 50-100 мкГн.

Что даст зазор в трансе, не совсем понимаю. Ну снизится проницаемость, увеличится количество витков, что приведет к увеличению потерь в обмотке. Увеличатся поля рассеяния, а зачем это нужно? Индукция от этого не поменяется, и потери в сердечнике тоже. Не вижу целесообразности в этой затее для мостовой схемы вообще. Нет постоянной составляющей, и ... не знаю какой у Вас мощный контраргумент
_________________________________________________________________________
Параметры транса: индуктивность намагничивания первички 1.65 мГн, индуктивность рассеивания 4.6 мкГн.
Индуктивность дросселя ~74 мкГн.

понятно, все без расчетов, слепым тыком и совершенно безграмотно.
и времени потратите во много раз больше, чем делать по правильному, но время вы потратите зря и в слепую у вас никогда резонансник работать не будет.

Ну да, учитывая серийность и достаточно высокую надежность, у нас они не работают Особенно последние резонансники с током вторички под 180 А и мощностью 15 кВт.

Как вариант:
MIXA40W1200TMH Qrr - 3.5uC Typ, IRG4PF50WD - Qrr - 1.83uC Max

Да, у Вас очень ценные замечания по поводу IGBT. Увидеть бы еще это теперь осциллографом, и наверно картина прояснится. Спасибо.

Возможен ли такой вариант, что после рекуперации энергии из контура диоды не закрываются до конца и заряд в них еще существует некоторое достаточно длительное время? Или это абсурд?

Вполне возможен. Я уже писал - прочтите тему "Генерация временной задержки MOSFET". Там как раз об этом речь идет - со ссылками на статьи и т.п. Процессы в диоде что у MOSFET, что у IGBT похожи + возможно, добавляется влияние "тормознутости" канала IGBT (моя догадка - точно не скажу). Еще раз пересказывать содержание темы - мне лень.

если все так просто, то почему этот резонансник у вас не работает?
и я имел в виду, что правильно работать не будет.

Вас волнует оптимальность, принимая во внимание Вашу программу по расчету трансформаторов. Я не говорил что источник оптимален. Говорить что неоптимальный резонансник - это неправильный резонансник как-то загадочно. Это как говорит, что жесткий инвертор без снабберов уже и неинвертор вовсе.
Эффект, о котором я вопрошаю, по своей сути является вторичным. Я могу спокойно спуститься с 80 кГц на 20, и все будет работать и на том модуле, но это порождает другие проблемы, не менее приятные. Кто работал с мощными резонансниками в режиме малых мощностей, тот знает.

меня волнует хорошая работа и низкие потери в ключах. а это обеспечивается работой в режиме ZVS. а работа в этом режиме обеспечивается правильным, точным расчетом, а не тыканием пальцем в небо, причем, с закрытыми глазами.
один мой товарищ делает резонансники-драйверы для светодиодного освещения. правда, ему большие мощности не нужны. максимально у него сделано на 150 Ватт. и при 150 Ваттах ключи в ТО-220 холодные, причем, вообще без радиаторов. но это при правильно рассчитаном и изготовленном трансформаторе.
как говорится, мое дело предложить... не хотите один раз правильно сделать расчет, продолжайте тыкать пальцем в небо до бесконечности...

Это если вводить зазор в трансформатор, да. Неудобств куча. А когда все отдельно, че хочешь, то и делай.

Вообще я попробовал посчитать транс по вашей программе на 5 кВт. Маловат получился. Не особо верится. Но для себя открыл несколько иной подход в организации работы резонансоного инвертора. У нас он отличный. Мы не используем вторую нижнюю частоту. А точней, она будет очень низкой при той величине индуктивности намагничивания, что я писал выше.

Режим ZVS интересен. Пробую моделировать. Но смущают емкости, шунтирующие транзисторы. Понятно что при грамотной коммутации они только пользу приносят и решают проблему динамических потерь. Но что будет с ключами при первой коммутации, когда инвертор еще не запущен. Либо нужно коммутировать ключи до подачи напряжения на инвертор, что опять таки не всегда возможно, или ставить подтягивающие резисторы.

если не лень, найдите и почитайте апнот an-1160 для микросхем IR27951/2. я по нему делал свою программу.
там и картинки есть с режимами работы, когда ZVS, а когда ZCS. и семейства регулировочных характеристик.
так вот, что регулирование работало во всем диапазоне питающего напряжения и во всем диапазоне нагрузок, должно быть определенное отношение индуктивности намагничивания к резонансной индуктивности. и получить требуемое отношение возможно только при довольно низкой индуктивности намагничивания, что обеспечивается введением зазора в сердечник.
нижняя частота прямо никак не используется, она просто показывает диапазон изменения рабочей частоты во всем диапазоне регулирования. на нижнюю частоту резонансный преобразователь сам перестроится (за счет обратной связи по выходному параметру) например, при минимальном напряжении питания.
еще. правильный расчет обеспечит, чтобы преобразователь при регулировании не переходил из режима ZVS в режим ZCS.

Нашел, почитал и пришел к выводу что ZVS мне не годится в принципе, т.к. мне нужно регулировать выходные параметры с перекрытием как минимум 10 раз, а то и больше. Слабо себе представляю, как инвертор в режиме ZVS с входным напряжением 500 В сможет перестраивать выходное напряжение скажем от 10 до 500 В. Это я что частоту должен перестроить в 50 раз? )) Она и так вобщем-то в режиме ZCS сама перестраивается от 0 до fmax и без лишних заморочек с контролем состояния транзисторов. Другое дело что на низких частотах появляется акустическое сопровождение. Но и здесь оно будет, и никуда не исчезнет. Поправьте меня, если я не прав.

При таком глубоком регулировании надо придумывать дополнительные заморочки. Или применять PFC (активный выпрямитель) на входе, притом по схеме, которая позволяет как повышать, так и понижать выпрямленное напряжение перед резонансным инвертором. Или резонансный инвертор на низких нагрузках перестает быть резонансным, делаем обычный ШИМ, т.к потери жесткого переключения при нагрузках меньше 1/10 от номинала несущественны. Только в этом случае цепь управления сильно усложняется, контроллер двухрежимного моста проще делать на микроконтроллере.
Как совсем сообый случай- инвертор с двумя первичными обмотками на трансформаторе и двумя силовыми мостами под разные режимы нагрузок. Хотя это обычно применяется при большом разбросе напряжений в первичной сети. Проще будет расуждать , если приведете блок-схему преобразователя.

Сейчас нет заморочек. Стоит обычный мост трехфазный, потом LC фильтр, емкость накопительная, мост с резонансным контуром LLC, выпрямитель, выходной ключ и нагрузка. Инвертор управляется частотой от 0 до fmax. fmax настраивается в режиме КЗ так, чтобы не было наложения. В этом же режиме выставляется такая длительность управляющих импульсов, чтобы она была 3/4 периода синусойды. И все работает, никаких заморочек с контролем напряжений и прочей фигни. Нужно только недопускать, чтобы инвертор вышел в режим ХХ, и обычно это решается просто его отключением, при перезаряде выходной емкости. На низких мощностях есть проблема с тем, что инвертор качает энергию квантами, и присутствуют пульсации. Но это несущественно. Ставим емкость побольше, и пульсации становятся меньше или повышаем резонансную частоту и энергия кванта уменьшается. При этом конечно на низких мощностях все это дело поет, и я думал, что режим работы ZVC способен решить эту проблему, а также уменьшить динамические потери. Сейчас на 5 кВт потери на ключах моста не превышают 200 Вт. И это тупо решено применением высокочастотных IGBT.

Наверно применение ZVC режима помогло бы уменьшить потери. Но стоит ли оно того? Надо все время за чем-то следить, чтобы не дай бог ключи не открылись невовремя + перестройка резонансной частоты и как следствие, необходимость перестройки длительности управляющих импульсов. Может поэтому ключи и горят у народа, что так все сложно в управлении? У нас горят обычно по перегреву, если кто-то прокосячился.

ZVS не подходит к IGBT, он оптимален для MOSFET.
Потери на выключение не снижаются более 30-50% с конденсаторами на коллекторе-эмиттере IGBT, из-за роста заряда, съедаемого хвостом тока.

Для IGBT надо ZCS с прекращением тока коллектора, но с удержанием на затворе открывающего потенциала в течении около 1 мкс.
Тогда потерь на выключение от хвоста не будет.

Есть топологии дающие ZVZCS. Работают хорошо. http://valvol.ru/topic51-1035.html#p84969

...но 80 кГц на 1200-вольтовых IGBT, ИМХО, безрассудство...

На 900 Вольтовых работает вплоть до 100 кГц. Без проблем, на алюминиевых радиаторах. Правда приходится на каждый транзистор по радиатору.
На IGBT модулях от семикрона из последней серии 12T4 на 1200 В работают до 50 кГц на мощности до 15 кВт, но греются до 80 градусов на медных радиаторах. Если спуститься до 30 кГц, то греются существенно меньше.

теперь все становится понятно. при столь широком диапазоне регулирования работа возможна только слева от вершины передаточной характеристики, то есть, в зоне режима ZCS.
а в зоне режима ZVS изменения передаточной характеристики фактически хватает только наотслеживание изменения входного напряжения, на перестройку выходного напряжения остается не так уж много. хотя, при определенных параметрах можно и разиков в 5 вытянуть перестройку выходного напряжения.

Только главное не забывать - ток НЕ должен течь через параллельные IGBT диоды.
Если их приходится закрывать обратным током - все труды насмарку !

Я бы так не говорил - работал с IGBT (правда, специальные Resonant Mode от APT) в ZVS, но при использовании MOSFET выигрыш в эффективности явно выше. Поэтому с IGBT давно дела не имею.



Чем работа в емкостном регионе принципиально отличается от работы в индуктивном (с точки зрения глубины регулирования)? Кроме того, есть методы регулирования, совмещающие достоинства ШИМ и ЧМ (либо фазового сдвига и ЧМ) - с возможностью перестройки от ХХ до КЗ с мягким переключением.


Это точно. ZCS - рулить!

Это может показаться странным, но как раз таки в режиме КЗ на 80 кГц модуль был холодный. А вот дальше, при работе на нагрузку, когда полуволна рекуперации становится меньше, там и перегрелся.
Не совсем понимаю, как можно добиться предлагаемого эффекта.

Поскольку схема силовой части не обнародована, не понятно совершенно что есмь "полуволна рекуперации"

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Режим КЗ. Все что в нагрузку не попало, сливается обратно в накопительную емкость (электролиты) через обратные диоды. Выше я обозвал это полуволной рекуперации.
Кривые: Напряжение между точками А и Б, ток в контуре, управляющие сигналы.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Режим ближе к ХХ. Теперь полуволна рекуперации маленькая, а иногда и совсем отсутствующая. То что раньше сливалось в электролиты, теперь остается в резонансной емкости. За счет этого увеличивается и амплитуда тока через контур, т.к. нему теперь прикладывается не 500 В, а 1000 В.
Этот график не совсем соответствует реальности.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Этот более реальный.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Графики характерны, показательны, и вполне соответствуют реальности. Характер протекания тока в контуре будет зависеть от соотношения волнового сопротивления контура к сопротивлению нагрузки, приведенной на первичную сторону. Три возможных режима как раз налицо. Режим непрерывного тока, режим прерывистого тока когда включаются обратные диоды, и режим прерывистого тока без включения обратных диодов.

Позвольте с вами не согласится, расчеты не лишены смысла, времени много не потратите. Обязательно почитайте книги и статьи Мелешина, там найдете исчерпывающую информацию по последовательному контуру с последовательным подключением нагрузки. И обратите внимание на пост от HEX, режим прерывистого тока с включением обратных диодов сопровождается динамическими потерями, сквозным током, и другими большими неприятностями.

и зачем приплели LLC ?
это графики работы преобразователя без расчетов и понимания, что творят шаловливые ручки.

например -
A Novel ZCS-PWM Full-Bridge Converter with a Simple Active Auxiliary Circuit
http://www.eng.uwo.ca/electrical/education...ousavi,%20A.pdf

На легкой нагрузке "кванты" вовсе не свирепые, потому что нагрузка включена в рез контур последовательно, а начальные условия зарядки выходного фильтрующего конденсатора на малых нагрузках далллеко ненулевые. Проблема завышенного напряжения на хх вашего "квантового генератора" дуалистична:
1. Чрезмерно заниженная частота коммутации по отношению к резонансной частоте контура.
2. Влияние на передаточную характеристику индуктивности намагничивания трансформатора.
Важно взаимовлияние этих двух пунктов, если считать не любите, тогда придется заняться более тщательным моделированием. Моделирование покажет, что с учетом двух обозначенных пунктов простой резонансный контур не такой уж простой и весьма напоминает известную двухрезонансную LLC-топологию. Причем в худшем своем проявлении, поскольку выбран режим работы с частотой коммутации ниже резонансной частоты контура, а не выше, как это принято в LLC-топологии. Проведите АС-моделирование и все станет понятно. Если по какой-то причине решились на такую коммутацию (подчеркну, - на коммутацию ниже резонансной частоты контура), то от LLC никакой пользы кроме вреда. Иными словами, если завышенное напряжение холостого хода нежелательно, придется увеличить Lm трансформатора насколько это возможно и подогнать частоту коммутации ближе к рез частоте контура.

вот любопытная страничка для поклонников резонансных преобразователей -
http://www.vanner.com/technology/