Помнится, где-то видел разговор о том, что IGBT ключами 3-х фазного преобразователя можно управлять не с помощью специальных драйверов а-ля IR2130, а с помощью трансформаторов, которые, кроме формирования управляющего напряжения для верхних ключей, осуществляют также гальваническую развязку. Понятно, что реализация такой схемы управления будет сложнее, тем не менее есть большое желание взглянуть на это. Сам ничего вразумительного по теме не нашел Никто не подскажет ссылочки на литературу, сайты, где с этим делом можно по-подробнее ознакомиться?
Заранее спасибо.

Здесь вот кое-что:
http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-558.pdf
http://focus.ti.com/lit/ml/slup169/slup169.pdf
http://www.itee.uq.edu.au/~walkerg/publica...s/fetdrvr-t.pdf
http://www.powerdesigners.com/InfoWeb/desi...rchive/dn35.pdf
http://www.ixys.com/tmosign2.pdf

Правда, больше про полевики, но суть та же...

С теорией, вобщем-то, понятно. Хочется познакомиться с практической стороной дела
Я так понимаю, готовое схемотехническое решение найти будет проблематично.
На мой взгляд, в данной реализации самое сложное расчет импульсных управляющих трансформаторов. Не подскажите, где такое можно посмотреть?

Если встает проблема с трансформаторами, обращаюсь к людям непосредственно ими занимающимися- производителям (например СЗЛ). Им выдаешь ТЗ,- типа что хочу на какой эл.базе и они тебе делают образцы. Пока они мотают разводишь плату. Проверяешь, рецензию им обратно. Или что чаще бывает запускаем в серию.
Прошло время юных мотальщиков. Каждый должен заниматься своим делом- что лучше знает.
Удачи!

Существуют готовые драйверы с трансформаторной развязкой, у нас они использовались. 2SD106A, если не изменяет память. Работают отлично, правда и цена соответствующая.

ну да у концепта драйвера не плохие, только они не показывают что у них там стоит
концепт


to raider
у уважаемого bludgera есть перовод как раз slupa169 с приложением - расчетами, там все и найдешь.
FETsCntr.pdf

Хочу обратить внимание на продукт от AD ADuM1230.
http://www.analog.com/en/prod/0%2C2877%2CADUM1230%2C00.html
Этот чип из линейки (ADuM), как раз предназначен для управления полумостом с полной гальвонической развязкой.

Всем большое спасибо за ответы. Будем разбираться.

Вот и пришла пора разбираться с управлением о котором я говорил в первом посте. Почитал Семенова Б.Ю. "Силовая электроника для любителей и профессионалов" и http://www.bludger.narod.ru/smps/FETsCntr.pdf и попытался произвести расчет схемы управления. Вот что у меня получилось... (просьба к уважаемому Оллу поправить меня в тех местах, где я делаю неправильные выводы или что-то недопонимаю)
Схема управления представлена на рисунке.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
В качестве драйвера думаю использовать ixdd404 (сразу вопрос - можно ли в данном случае применить драйвер трехфазного моста, например, ir2130 точнее его драйвера верхнего уровня для управления ключами через развязывающие трансформаторы?)
Двигатель 300Вт. IGBT транзисторы - IRGB5B120KD. Частота ШИМ - 10кГц; напряжение питания драйвера 15В.
Разработку начинаю с выбора сердечника трансформатора. Пусть это будет кольцо М2500НМС1 К10х6х4.5. Марка феррита обладает высокой проницаемостью => подходит для импульсных трансформаторов. Т.к. это трансформатор управления, то он обладает небольшой мощьностью, поэтому размеры кольца будут обусловлены только размерами обмоток (не уверен
Количество витков первичной и вторичной обмоток одинаково и находится по формуле:
w = (D * U) / (B * S * f),
где
D - максимальный коэффициент заполнения ( = 0,8 )
U - напряжение драйвера ( = 15В )
B - размах инфукции в установившимся режиме ( = 0,2Т )
S - площадь поперечного сечения магнитопровода (для кольца S = (D - d) * h / 2 = 9 мм^2)
f - частота коммутации ( = 10 кГц)
т.о.
w = (0,8 * 15) / (0,2 * 9 * 10^-6 * 10 * 10^3) = 667 витков. как-то крутовато
В принципе увеличив в несколько раз сечение магнитопровода и частоту коммутации можно уменьшить кол-во витков до нескольких десятков. Еще можно поискать сердечник с бОльшей индукцией насыщения (есть такие?)
Далее ищем сопротивление Rgs:
Rgs = Vth / (Cgd * dVin/dt),
где
Vth - пороговое напряжение транзистора при максимальной температуре ( = 5В )
Cgd - максимальная емкость затвор-сток силового ключа при нулевом напряжении сток-исток, полученная из спецификации (максимальная емкость затвор-сток силового ключа при нулевом напряжении сток-исток, полученная из спецификации (в спецификации указана только входная емкость = 370 пФ. Примем ее за требуемую. Правильно?)
dVin/dt - максимальная скорость нарастания входного напряжения, определяется схемой ограничения тока и энергией во входном конденсаторе (по поводу этой величины пока идей нет, поэтому возьму ее значение из примера расчета = 200V/ms)
Rgs = 5 / 370 * 10^-12 * 200 * 10^3 = 68 кОм
Теперь считаем конденсатор связи предварительно расчитав максимально возможное быстродействие схемы по формуле:
t_min = D * (U - Ucl) / (dUcl * f),
где
Ucl - амплитуда отрицательного смещения ( = 3В - взял из примера расчета)
dUcl - максимально допустимая пульсация на развязывающем конденсаторе ( = 1,5В - тоже взял из примера расчета)
t_min = 0,8 * (15 - 3) / (1,5 * 10 * 10^3) = 640 мкс
Конденсатор связи:
Cc = Qg * tu * f / (dVcl * tu * f - D (U - Ucl))
где
Qg - общий заряд переключения транзистора ( = 38nC)
tu - постоянная времени установления напряжения на развязывающем конденсаторе (тут застрял, не понимаю. возьму по аналогии с примером 1 мс)
Cc = 38 * 10^-9 * 10^-3 * 10 * 10^3 / (1,5 * 10^-3 * 10 * 10^3 - 0,8 * (15 - 3)) = 70 нФ
В общем, так. Как-то я не очень доверяю своим расчетам, поэтому думаю, что знающие люди меня поправят.
Спасибо.

Вот нашёл шикарную апликацию от IR. Когда-то использовал такую схему, был очень доволен её работой.

Сорри, поторопился отправить. Вот:
http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-950.pdf

Спасибо, но немного не то. Меня больше интересует практическая сторона, т.е. расчет элементов и в первую очередь импульсного трансформатора. Просто только-только начинаю осваиваться в силовой электронике и хотелось бы совершить по-меньше ошибок в процессе освоения.
Я пару постами выше попытался изобразить свои мысли по этому поводу, но видимо либо много написал, либо спрашиваю простые вещи, либо сильно наврал, что никто не берется прокомментировать эти строки

Основная проблема в том, что открывающее напряжение на затворе будет плавать при изменении скважности. Например, на рисункe показано, что будет при 10% и при 90%.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Поэтому между вторичной и затвором надо добавить формирующую схему, как минимум - кондер (последовательно со вторичной) и диод, который "срезает минус". Есть и более интеллигентные схемы.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Однако при быстрых изменениях скважности будут проблемы.

PS: pасчет трансов http://akouz.e-access.com.au/zip/chokes_rev2.zip

Большое спасибо за графики. Об этом моменте говорится в FETsCntr.pdf, но с графиками все намного понятнее. Кстати, в чем они были получены?

SIMetrix Intro
http://www.catena.uk.com/site/downloads/download.htm

Замечания по расчёту импульсного трансформатора.
Я предлагаю сделать полшага назад и начинать с формулы U=w*S*dB/dt
ввиду её пригодности для напряжения произвольной формы и так сказать более широкой области применимости.

Если проинтегрировать по времени от 0 до T*D то получим:

U1*T*D = w*S*(Bmax - Bmin); (1)

где T=1/f - период,
Bmax и Bmin - индукция в конце и в начале интервала времени от 0 до T*D;
а U1 - напряжение на выводах первичной обмотки в этот момент, U2 - напряжение во второй части периода, и их разность равна U.
U = U1 - U2;
Ведь на разделительном конденсаторе будет какое-то напряжение!

Среднее значение напряжения на первичной обмотке за период должно быть нулевым:
U1*T*D + U2*T*(1-D) = 0;
получается, что
U1 = U*(1-D);

Так что слева в (1) будет U*T*D*(1-D), максимум достигается при D=0.5 когда в течение половины периода к обмотке приложено напряжение, равное U/2.
За это время сердечник трансформатора перемагничивается от -Bs до +Bs, т.е. от насыщения до насыщения.
Итак:
U*T/4 = w*S*2*Bs;
или
w = U*T/(8*S*Bs)

так что число витков получается в 0.8*8 = 6.4 раза меньше.

Амплитуда импульсов драйвера 15В. На трансформаторе это напряжение будет видно как двойная амплитуда, от пика до пика. Амплитудное напряжение будет зависить от скважности: для короткого полупериода амплитуда больше (зато действует недолго), для длинного меньше. При скважности 2 амплитуда + и - импульсов становится равна. Очевидно, это и будет самым "плохим" режимом для первички трансформатора. То есть, надо считать для двуполярного прямоугольного сигнала амплитудой 7.5В и длительностью + и - импульсов по 50 мкс (частота 10 кГц)

Форма тока в первичной треугольная (если нет насыщения) и тоже двуполярная. в конце + импульса ток достигает максимума i+, в конце - импульса ток достигает максимума i-. Cоответственно, ровно в середине каждого импулса ток равен 0, в этот момент направление тока в первичке меняется на противоположное.

Значит, чтобы посчитать амплитуду тока в первичке, надо посчитать, насколько изменится ток в ее индуктивности L, если к ней в течении 25 мкс (т.е. четверти периода) приложено напряжение 7.5 В (т.е. половина напряжения источника)

Принимая во внимание советы уважаемых форумчан, переделал немного схему и пересчитал ее элементы. Вот что у меня получилось:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Частота ШИМ 30 кГц, феритовое кольцо м2000нм к10х6х4.5 с 35-ю витками первички и вторички.

Решил попробовать промоделировать это дело в SIMetrix (большое спасибо =AK= за наводку, очь понравилось) и вот что получилось:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Это при коэффициенте заполнения D = 0.8. Меня смущает начало графика. Не будет ли из-за этого сквозного тока через два транзистора, находящихся в плече моста? Как можно избавиться от этого эффекта?

PS: При моделировании использовал силовой mosfet, а думаю реализовывать это дело на igbt (irg4ph30kd). Имхо, результаты моделированя будут не сильно отличаться.
Это файл SIMetrics'a: Нажмите для просмотра прикрепленного файла

тож занимаюсь с недавних пор - IGBT и SCALE трейбером,

особенно управлением IGBT с помощьюConcept - SCALE трейбера. Существуют ли готовые схемы, мож кто разробатывал ?

в особености управление 3.3кВ IGBT

у меня есть один вариант, но не проверен на практике.
хотелось бы поиметь что то более стабилное.

и еще вопрос на засыпку, какое напряжение будет на Z - диодах?! (см. рисунок)

делится напрежение ровно, на каждай диод по 1/3 Ug?

на каждом диоде по 333V ? (справа)

предполагаемое напряжение Z - диода Uz0 = 1kV, Izmin

что будет если напряжение на диодах меняется и не достигает минимального Uz0?

существует ли какая либо зависимость? (формулы и т.д.)

Если ток (на схеме слева) стабилитрона около номинального, то каждом будет по 1кВ.
Ток нужно ограничить внешней цепью. Сам стабилитрон ничего не ограничит и спалит внешнюю цепь или выгорит сам.
На схеме справа напряжения распределятся случайным образом. От 333 на каждого (вряд ли )
до 1000 на одном (лучшем по току утечки) и нуля на самом плохом. Хотя за счет мощности утечки произойдет подогрев лучшего, увеличение тока утечки - падения напряжения .... и все-равно распределятся хрен знает как

labfab, для выравнивания напряжений на диодах надо ставить параллельные высокоомные резисторы. Это проблемно, надо поискать еще такие резисторы, чтобы они держали полное напряжение (3кВ или 1кВ). На них будет рассеиваться хорошая такая мощность Но они необходимы. Сопротивление выбирается исходя из токов утечки диодов. Сам сталкивался с подобной ситуацией. Хотя... Что-то у вас какой-то невнятный пост, я так и не въехал в вашу проблему. Может я всё не так понял?

По сабжу:

raider, расчет несиловых трансов, тем более трансов цепей управления - это ерунда. Как дважды-два Здесь не надо пытаться сделать максимально точный расчет, достаточно будет за пять минут по стандартной формуле всё просчитать. К тому же М2000НМ1 - самый распространенный феррит для таких целей, все им пользуются и опыта здесь предостаточно.
Гораздо важнее правильно его сконструировать, т.е. как мотать обмотки (совместно, секционно или как), какую изоляцию использовать и т.д.
Если мощности, напряжения и скорости переключения невысокие, то может проблем и не возникнет. Дай бог! А если нет - вот тут то и начнётся самое интересное...

Я, правда, полтора года как отошел от этой темы, сменил работу. За это время должно было появиться много драйверов для IGBT и MOSFETов. А те, что были раньше, при макетировании показывали кучи недостатков. Оптическая развязка отпадает 100%. Самое худшее, что можно придумать для управления IGBT. Даже при минимальной проходной емкости оптрона наводки в момент переключения силового ключа получаются очень серьёзные. Наводки проходят на схему управления (ШИМ или что-то другое) и возвращаются обратно на затвор.
Занимался я также IR-овскими драйверами, типа названных где-то здесь в сабже. Пожег их очень много. Так же пытался управлять трёхфазным мостом. С ними такая же фигня, когда появляются высокие напряжения и высокие скорости коммутации силовых ключей, начинается такой кавардак с наводками, что просто ужос.

И в конце концов выходит, что лучший вариант - это трансформаторная развязка. Нетехнологичный, дорогой вариант, НО самый беспроблемный. И во многих случаях - единственно возможный.

Кстати, raider, я как-то запускал трехфазный инвертор на двигатель с модулированным сигналом управления. То есть сигналы модулировались частотой около 1,5 МГц. Подавались на трансформаторы, на стороне затвора выпрямлялись и сглаживались маленьким кондёрчиком. Схема несложная. Результат отличный. Колечки трансиков - вообще миниатюрные, и число витков небольшое. Так что советую попробовать. Удачи!

А каковы перспективы управления частотой выхода трехфазника? Можно ли например получить регулировкой какого-либо рода диапазон 40... 500Гц?

А Вам не приходилось пробовать схемку, на которую я ссылался в посте №12? Автор топика почему-то решил, что это "не то". Хотя по мне, как раз "то самое". Ну, ему видней.