Добрый вечер всем. Возникла необходимость расчитать каскад на транзисторе RD00HVS1 на частоту 100МГц. С сайта производителя забрал файл с S-параметрами, сделал импорт в Smith Chart. И получается, что при экспорте S11 в диаграмму Смита, точка указывающая на входной импеданс транзистора на частоте 100МГц, лежит за пределами диаграммы, и ее комплексное сопротивление равно -2.305 - j174.75 Ом. Смотрю в даташит, там параметр S11 для указанной частоты равен 1.004 и -35.2. Но ведь по идее целая часть не может быть больше единицы, и получается что на данной частоте у транзистора отрицательное входное сопротивление? В одной из тем форума было сказано про отрицательное сопротивление, это означает что на данных частотах транзистор работать как усилитель не будет, и каскад будет срываться в генерацию? или я что-то недопонимаю?
С уважением, ко всем.

Это промерян непосредственно транзистор и, естественно, у него есть зоны потенциальной неустойчивости, где k-фактор трназистора будет меньше единицы. Но транзистор с внешними цепями - это уже несколько другое и будет характеризоваться k-фактором цепи, где уже учитываются внешние нагрузки. Поэтому, при проектировании схемы надо просто учесть эту особенность транзистора и постараться внешними цепями (либо резисторами, либо специальными LC-контурами) устранить эту неприятность. Хуже когда эта неустойчивость попадает в область ваших рабочих частот, тогда точно придется слегка пожертвовать усилением (тем более, что на достаточно низких частотах оно весьма большое) в пользу стабильности за счет внесения резистивных потерь.

Всё правильно. Если такие параметры в рабочей полосе, то усилитель с такими параметрами навряд ли можно построить. На этих частотах могут возникнуть проблемы со стабильностью. Но надо помнить, что есть два условия генерации - балланс фаз и балланс амплитуд, при несоблюдении хотя бы одного из этих условий генерации не будет. Всё будет определяться нагрузкой. В пакетах анализа надо учитывать не только коэффициенты устойчивости Mu1,Mu2 (k-фактор считается устаревшим), а также окружности устойчивости (Stability circles).

Мда... по той же самой диаграмме Смита получается что необходимо в цепь затвора ставить последовательно резистор, чтобы согласовать данный каскад с 50-омным источником сигнала? Конечно не только резистор, но он получается основным для приведения вещественной части к нужному значению. я мыслю в верном направлении?

А корректно ли сделан импорт? Попробуйте в к-либо другой программе.

Насколько я понимаю да, потому что вручную данный параметр программа даже не захотела воспринимать, говоря что значение не может быть больше 1.

Ничего удивительного и страшного нет, что активная часть входхого импеданса отрицательная. Более того, надо проследить, чтобы она не стала более отрицательной при подключении на выходе реактивных цепей. У этого транзистора уже на 175 МГц коэффициент усиления мощности составляет более 20 дБ, а оценить его изменение по частоте можно по простой идеализированной формуле Gp = (fТ/f)^2. Так что нужно на входе либо последовательно включить сопротивление более 2.5 Ом или параллельно несколько десятков ом. Ну а затем проследить за стабильностью во всей цепи. Конечно, наиболее идеальным являлось бы моделирование с использованием модели транзистора на большом сигнале, тогда тот же k-фактор даст вам ответ. Он не устаревший, и исторически был выведен на базе Y-параметров и с некоторым запасом показывает на то выполняются ли условия возбуждения автоколебаний на основе рассмотрения активной и реактивной составляющих входного адмиттанса, что эквивалентно условию баланса амплитуд и фаз. Другое дело, что это малосигнальный критерий и не все ситуации, соответствующие режиму большого сигнала как-то параметрическое возбуждение, учтены в обычных программах моделирования, где автоматически используются только малосигнальные параметры. В многокаскадных усилителях надо также промерить активные составлящие входного сопротивления каждого транзистора на предмет отрицательности. Что касается окружностей стабильности на диаграмме Смита, то это просто визуализированное представление стабильности, в отличие от аналитического, но сущность та же, только основано в данном случае на S-параметрах, когда транзистор рассматривается как черный ящик и характеризуется внешними проявлениями, как-то отраженной и падающей волнами на входе и выходе. Это то же самое как моделировать согласующие цепи с помощью точных аналитических выражений или с использованием диаграммы Смита, разница только в способе определения: кому какой больше нравится.

А вот что касается расчета входного сопротивления, то схемотехнически его можно с определенной точностью представить как последовательное соединение резистора и емкости (нужно также учесть индуктивность вывода): емкость дана в паспортных данных - это Ciss + Crss, а сопротивление можно рассчитать по S-параметрам, взятым на тех частотах, где активная составлящая входного сопротивление далека от отрицательного, или промерить на измерителе импедансов.

Спасибо, буду моделировать и пробовать в железе. Если будут вопросы, то надеюсь на Вашу помощь.

Всегда рад помочь, но мне кажется тут у вас не должно быть больших проблем, так как и частота, и мощность невысокие, и с полевыми транзисторами проще работать, особенно в плане обеспечения смещения и входного согласования. Другое дело, если вам надо получить высокое КПД, хотя и это не так сложно. Вот, например, в привязанной статье можете найти результаты на аналогичном, но более мощном транзисторе в широком частотном диапазоне.

А как быть с согласованием в режиме большого сигнала? Я как раз над этим бьюсь- с малым сигналом
совпадение с расчетом очень хорошее а когда добиваюсь мощности приходится подстраивать?

По входным цепям разница не столь велика. Например, для вышеуказанного транзистора все емкости (а это обычно емкости переходов с плавным или резким профилем) меняются в зависимости от приложенного смещения (соответствует малому сигналу) не более, чем на 30-40%, а интегральное значение при большом сигнале будет меньше. Поэтому, при большом сигнале надо брать среднее значение. А резистивное сопротивление затвора слабо зависит от приложенного напряжения. У биполярного транзистора эквивалентная схема входной цепи может быть представлена последовательным соединением относительно постоянного базового резистора и индуктивности вывода, так как дифференциальная емкость базы, шунтирующая переход база-емиттер, очень велика и представляет собой весьма малое сопротивление даже на относительно низких частотах. Выходное же сопротивление источника тока по первой гармонике зависит от напряжения питания и режима работы (класса), и его можно оценить по простым формулам. Конечно, надо учитывать внутренние паразитные элементы, которые некоторым образом трансформируют внутренние импедансы относительно внешних входа или выхода, особенно если это корпусной транзистор. Но надо иметь ввиду, что у биполярного транзистора очень сильный эффект на вход со стороны выхода через достаточно большую емкость коллекторного перехода, в отличие от полевого транзистора.

А вот интересно. Раз усилители в широкополосном классе Е такие замечательные, с большим КПД и широкой полосой, почему же они практически не встречаются в зарубежных радиостанциях? Везде стандартно, куда не залезь - класс АВ с КПД 35-40%. Статьи про УМ с wideband class Е пишут чуть ли не с начала 90-х годов, а в серийных радиостанциях Motorola, I-COM, Vertex (2001-2007) г - по-прежнему выходные усилители в классе АВ. В чем тут засада?

Статьи про УМ с wideband class Е пишут чуть ли не с начала 90-х годов, а в серийных радиостанциях Motorola, I-COM, Vertex (2001-2007) г - по-прежнему выходные усилители в классе АВ. В чем тут засада?
[/quote]

Сколько я это железо внутри смотрел и изучал (Motorola, ICOM, Vertex и Kenwood) начиная с середины 90-х, усилители в классе АВ встречаются только в КВ и УКВ трансиверах, где в числе видов модуляции есть SSB. Если станция расчитана только на ЧМ, то ставят обычно готовые 50-омные усилительные сборки. Раньше это были Motorola, Sanyo, изредка Тoshiba попадалась. Ну а потом все очень дружно пересели на модули от Митсубиси по причине их гораздо большей надежности.

Так эти сборки и работают в режиме AB, часть их позволяет регулировать напряжение смещения а следовательно ток покоя.
Может я отстал от жизни и уже есть сборки, работающие в режиме Е?

В свободной продаже таких сборок нет и не было.

На самом деле, о широкополосном классе Е не так уж много статей, и в основном академического толка. От статей до конкретного изделия обычно проходит достаточное количество времени. На западе те же менеджеры не торопятся внедрять новое, скорее усовершенствуют старое на новых технологиях, тем более, что сами они обычно слабо подкованы в технических вопросах. Вот когда кто-то действительно это продемонстрирует, то тут сразу все бросятся производить именно по этому образцу. А насчет Моторолы, так вот эти малайские ребята из малайского филиала Моторолы сами решили попробовать сделать такой усилитель как работу на степень PhD. И КПД оказался на 20% выше того, что Моторола сейчас имеет в промышленности. Посмотрим, что будет дальше.

2 grandrei

Смотрел схему усилителя класса Е в приложенном файле. Скажу сразу, в принципе построения таких усилителей не силен. Но на первый взгляд схема выглядит странно: к стоку транзистора идет цепь питания с индуктивностью всего 4 нГн! и это на метровом диапазоне! И за ней тут же блокировочный конденсатор на землю и феррит. Т.е. получается что большая часть выходной мощности должна идти прямо в блокировочный конденсатор 1.8 нФ и поглощаться ферритом заодно! Как же все это работает???

Однако, эти 4 нГн создают порядка 4 Ом индуктивного сопротивления, что соизмеримо с выходным сопротивлением транзистора по первой гармонике для данной мощности и питания. И вместе с выходной емкостью транзистора, а она довольно большая, эта индуктивность создает необходимые индуктивное сопротивление по первой гармонике и емкостные по остальным, то есть реализуемый параллельный контур настроен в резонанс между первой и второй гармониками. Как раз это и необходимо для класса Е, см. рисунки 2, 3, 5. Феррит необходим для предотращения очень низкочастотных паразитных возбуждений (он не всегда и нужен), а емкостное сопротивление блокировочных конденсаторов весьма мало. Так что в этом еще одно преимущество такой схемы, в сравнении с классической, что индуктивность выполняет роль как дросселя по питанию, так элемента выходного контура. В статье как раз и приведена формула (10) для ее расчета.

Т.е. эта схема своего рода прототип обычного резонансного усилителя с параллельным LC-контуром в цепи питания стока. Только здесь данный резонанс не на рабочей частоте, а между 1-й и 2-й гармониками (да еще с использованием в контуре выходной емкости самого транзистора). Правильно?

Совершенно верно, только такая вот расстройка контура при определенных его параметрах создает новое качество, когда напряжение на стоке транзистора уже несинусидально (влияние гармоник с разными фазами), а равно нулю в первую половину периода, когда течет ток через транзистор (если полагать, что транзистор переключается как ключ попеременно и в данный время он открыт), и обеспечивает плавную разрядку емкости контура до нулю в другую половину периода, когда уже ток стока равен нулю (транзистор закрыт), то есть нет пересечения тока и напряжения на транзисторе, то есть нет потерь, и КПД = 100% в идеале.

Пиковое напряжение на стоке до 29,4 В, что вблизи критического значения (35 В). Не очень это хорошо, рассогласование более 10:1 убьет транзистор.
А в температурном диапазоне усилитель смотрели, сильно ли падает КПД?
Какой уровень 2-й и 3-й гармоник имеет такой УМ?

Попробую тоже присодиниться
Получается, что довольно многие производители представляют в datasheet S-параметры на транзистор которые измерены когда он находился в неустойчивом состоянии (отрицательное входное сопротивление) следовательно расчитать по данным параметрам входную согласующую цепь не представляется возможным (особенно если частоты высоки). Отсюда возникает вопрос зачем тогда вообще предлагаются такие параметры??? И как составляются dataseets если в них заведомо некорректные данные???
Я сталкивался с такой проблемой с одним из транзисторов NXP, из S-параметров в datasheet следовало, что входное сопротивление отрицательно, измерив же самостоятельно S-параметры, в плоскости транзистора, в тестовых фикстурах с соответствующими стабилизирующими элементами получил что входное сопротиление имеет положительную Re(Zin). Причем разница между измеренными и взятыми из datasheet S-параметрами кардинальная!!!
Вот и получается, что-же теперь не верить данным которые предлагают производители???
Кто что думает по этому поводу...

С гармониками все просто, потому что далее следует фильтр, который снижает их уровень до -50 дВс и менее (доклад на IMS2008), но практически не влияет на характеристики. Относительно пробивного напряжения, то, конечно, это надо иметь ввиду, хотя обычно его промеряют по постоянному уровню, я никогда не слышал и не видел, чтобы это было в динамике. Поэтому в конкретном случае надо проводить тестирование на предмет надежности и КСВ, и предусмотреть защиту при больших КСВ, если необходимо. Про температуру не знаю, но не думаю, что тут какие-то особенности: естественно, падает крутизна, как и усиление и выходная мощность с увеличением температуры, но поскольку транзистор работает в насыщении, то на КПД это сильно не должно отражаться.




В том-то и вопрос, в каких условиях происходит измерения параметров, особенно на низких частотах, когда усиление транзистора очень высокое и даже небольшая положительная обратная связь может приводить к самовозбуждениям. Что ж, как говорится, доверяй, но проверяй. Лично я никогда S-параметрами не пользовался, а либо использовал транзистор с уже имеющейся моделью (когда измеренные малосигнальные S-параметры преобразовывались в Z- или Y-параметры и на их базе оптимизировалась нелинейная модель транзистора, например, с помощью программы ICCAP), либо мерял входной импеданс на измерителе импедансов, предварительно приняв меры по обеспечении устойчивости (что было давно), а выходное сопротивление просто рассчитывал. К тому же, обычно уж емкости-то даются в паспорте на транзистор.

Действительно использование готовой нелинейной модели транзистора значительно все упрощает, но в большинстве случаев лишь не многие производители ее предлагают. Создавать модель самому конечно интересно, но все таки процесс довольно долгий, иначе потребуется целая измерительная установка, на что пойдет не всякая фирма! Вот и приходится используя одни лишь S-параметры проектировать усилитель. Для себя я сделал вывод, что доверять S-параметрам которые даны производителем транзистора при проектировании не стоит, их можно лишь использовать для приближенной оценки (например в какой полосе при допустимом КСВ по входу может быть согласован данный транзистор).

Еще вроде как есть программа от IMST "TOPAS" осуществляющая экстракцию измеренных S-параметров транзистора в его малосигнальную модель при различных значениях bias point, что позволяет получать коэффициенты полинома в аппроксимирующем выражении для нелинейных элементов модели. Никто не сталкивался?

В свое время я использовал для моделирования LDMOS транзистора модель Ангелова для ПТШ. У той версии Serenade 7.5 не было возможности для вcтраивания своей модели (user-defined model). Имеющиеся там модели MOS1, 2 или 3 были слишком просты и неверно интерпретировали вольт-амперные характеристики. У ПТШ оказалась подходящей именно модель Ангелова как содержащая функции гиперболического тангенса, которые описывали все его характеристики (у других моделей предполагалось отрицательное смещение на затворе). Для простоты дела я даже оставил емкости транзистора постоянными, так как у MOS транзистора они несильно меняются. А вольт-амперные характериситики несложно померить для разных смещений. Коэффициенты модели подбирал при визуальном сравнении. А результат оказался удивительно точен, за исключением коэффициента усиления, который оказался у макета на 3 дБ меньше, а так на 500 МГц на 25 ваттах при питании 28 вольт КПД был под 80%. Разве что нужна небольшая подстройка. Но усиление, как показала дальнейшая практика, у любых моделей любых транзисторов были завышенным, поскольку в основном определяются крутизной транзистора, то есть производной выходного тока по входному напряжению. Даже при похожих вольт-амперках, производные могут иметь существенные отличия. В принципе, для моделирования усилителя мощности слишком точная модель не нужна, если речь не идет об оценке его линейных свойств, а только выходной мощности и КПД.