Задача следующая: сделать ИИП Uвх=320В Uвых=40В+-5% Iвых=50А КПД хотелосьбы~90%, никаких требований к динамике(постоянная нагрузка), Из всех топологий больше всего привлекает мост с phase-shift. Прочитал пару унитродовских семинаров в которых говорится о ZVT (Zero Voltage Transition)
Ранее собирал мосты с ШИМ, но phase-shift c ZVT никогда не пробовал, из семинаров не очень понял как выбирается резонансная индуктивность (на схеме L1), если ктонибудь собирал что-то подобное пожалуйста помогите
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

А тут IMHO чего-то не то со схемой... Чего-то не получается ZVT... Может, емкость пропустили где?

Да нет , скорее всего имеется ввиду квазирезанансник у которого используются сток-истоковые емкости Voss.
Не знаю как Unitrode, а Microchip балуется с такими схемами.
В первом приближении -
L*(I^2)>(Coss1+Coss2)*(Vs^2)
Где Coss - емкости транзисторов верхнего и нижнего плеч при напряжении питания Vs.
Я бы добавил еще процентов 30 на неопределенность емкостей при перезарядке.
А еще лучше зашунтировать транзисторы реальными емкостями, для мощности в 2кВт и частоты порядка 300 кГц, навскидку, 0.5 нФ.

Ну какраз на Unitrode и натолкнулся на эту схему, да резонансное переключение какраз происходит за счёт L1 и собственных емкостей транзисторов. интересует собирал ли кто квазирезонансники и как они себя ведут- привиденная выше схема при моделировании показывает минимальные потери на ключах при L1=0 на мощности 2КВт (эффективный коофициент заполнения 80-90%) вот и встал вопрос может чтото недопонимаю? Или это происходит из-за индуктивности транса (если её энергии хватает для ZVT, и дальнейшее увеличение бессмысленно). Частота преобразования- выше 100КГц лезть чтото побаиваюсь - всетаки 2КВт..

Посмотрите здесь. http://valvol.flyboard.ru/topic51-60.html
В своё время довольно активно тусовались на эту тему.

Модель, скорее всего, более или менее правильно показывает.
Дело в том, что для того чтобы данная схема была эффективной, время выключения транзистора (фронт Tf) должен быть меньше времени перезаряда емкостей (С1+С2) от тока индуктивности.
Иначе динамические потери будут определяться этим фронтом, а не квазирезонансной цепочкой и выигрыша не будет. Таких транзисторов мало или они дорогие - например IXYS DE275-501N16, для Вашего случая (W=2Квт, Vs=400V) - фронт 2-4нсек будет в 3-4 раза короче времени перезаряда емкостей Coss~(2*150pF).
Вобщем, я думаю, баловство это , если хотите работать в квазирезанасном режиме, ставьте внешние конденсаторы. А то экономя полбакса на конденсаторе, теряете десятки баксов на транзисторе.

Я не говорил что хочу сэкономить , просто не связывался с подобными схемами, ща попробую в модельку добавить конденсаторы

Хорошие внешние конденсаторы, помогут повысить КПД, IMHO. Т. к. тангенс угла потерь у хорошего кондера поменьше будет, чем у полупроводникой структуры.

Спасибо, нашёл там очень интересную ссылку, целая книжка про ZVS

Воткнул в схему конденсаторы по 500пФ, и увидел все процессы которых раньше не разглядел- и в правду происходит ZVS, но не во всём диапазоне мощностей, пока добился приемлемых потерь на мощностях 1300-2000Вт, поэксперементировал с емкостями, без них - диапазон работы с ZVS увеличивается, сейчас размышляю применить или нет их в реальной схеме - всёже емкость транзисторов нелинейна, но если добавлять внешние конденсаторы - с большей емкостью нужна и бОльшая L1, дабы запасённой в ней энергии хватило на перезаряд конденсаторов, но в тоже время нельзя взять очень большую индуктивность- она ограничит мощность отдаваемую нагрузке..
Из экспериментов с моделькой L1=20мкГн, без конденсаторов- ведет себя более-менее оптимально,
Суммарные потери на транзисторах~110ВТ, стоят IRFP460, Частота 100Кгц, Мертвое время 400нс, Мощность в нагрузке 2047Вт

Обратите внимание, что совершенно необязательно добиваться именно ZVS - может оказаться так, что потери в дополнительных компонентах окажутся равными или дальше больше чем выигрышь от нулевого напряжения переключения. По жизни в такие схемы стараются не вводить дополнительные элементы, а проектировать транс так, что бы работали только его паразиты (индуктивность рассеяния и межвитковая емкость плюс емкость ключей). Даже при отсутствии ZVS энергия переключения оказывается сниженной очень и очень существенно, что дает хороший приход, и часто дополнительные компоненты уже не увеличивают общий КПД за счет потерь в этих самых дополнениях.

Даааа действительно, у них собственная емкость такого порядка . Отвык я от таких, хорошая жизнь развращает .
В этом режиме у Вас потери на этих транзисторах должны быть максимум ватт 50.
А 75-100 - это суммарные потери во всех цепях вашего блока.
Вообще-то квазирезонансные и резонансные топологии обычно применяются дла получения высоких кпд на больших мощностях. Для 2 кВт желаемый кпд силовой части (без учета потерь выходных цепей) может быть под 97-98%. Если нужно меньше - то овчинка выделки не стоит - у них слишком много других недостатков - дополнительные элементы, сужение диапазона работоспособности по питанию итд.

В принципе я не против, но в данном случае большого выигрыша почему-то не видно.

Пока из дополнительных деталей- одна катушка 20мкГн, потери смотрю на каждом транзисторе ~20-35Вт суммарно на транзисторах 110Вт, Вся схема потребляет 2140Вт,140 Вт потерь, кпд вей схемы= 100%-140/20=93%
Маловато? Конечно если есть способ не слишком усложняя схему сделать кпд получше, я б не отказался

Еще поэксперементирую с моделькой, уже заказал пару UC3875, такчто на следующей неделе начну собирать макет

Вот это то и странно.
Для Ваших условий W=2000Вт, Vs=320В, транзистор IRFP460 рассмотрим:
1) Обыкновенную мостовую схему - шим 0.8.
Iтр=2000/(320*0.8)=7.8А
- статические потери Wt=2*0.8*0.22*7.8^2~22Вт (39Вт при 100град)
-потери на перезаряд Coss Wt=2*(150+500)*10^-9*320*2*10^5~83Вт
-потери на переключение канала Wt=2*0.75*7.8*320*(25+15)*10^-9/(5*10^-6)~30Вт
Всего -135Вт (152Вт при 100 град)
2) ZVS - шим 0.8
-потери на переключение- считаем отсутствуют
Для заявленной оптимальной индуктивности 20мкГн имеем рабочую точку
Vдр~130В
Vтр~190В
и амплитуду тока в дросселе - 26А
-статические потери Wt=0.8*2/3*26^2*0.32~115Вт (207Вт при 100 град)
3) ZVS - шим 0.9
Рабочая точка
Vдр~80В
Vтр~240В
ток дросселя- 17А
-статические потери Wt=0.9*2/3*17^2*0.25~44Вт (79Вт при 100 град)
Т.е с учетом прогрева структуры, потери на ZVS при шим 0.8 даже больше чем в простом мосте,
или для уменьшения потерь придется сужать диапазон по входному напряжению - шим 0.9
Есть еще один тонкий момент - что делать с выбросом напряжения при переключении.
Если с простым мостом у которого индуктивность рассеяния трансфоратора несколько мкГн и ток -8А - все более или менее ясно,
то что делать с ZVS с индуктивностью 20мкГн и током 26 или пусть даже 17А.
Втроенный в IRFP460 диод медленный -600нсек, значит и включается не быстрее 20-30нсек - вот и считайте выброс при Voss~5нФ - может быть более 100В, а открытие диода будет жестким и с большим шумом.
Так, что просто лишним дросселем отделаться скорее всего не удасться.

Простого способа скорее всего нет.
В принципе блок такой мощности уже должен иметь на входе фазовый корректор.
Если напряжение на корректоре будет 400-420В, а Ваш блок работает только при постоянной нагрузке (Ваш первый пост), то можно поднять шим до 0.95, а ХХ делать за счет пропуска тактов.
Тогда
Рабочая точка для дросселя 20мкГн (может быть уже и не оптимальный)
Vдр~60В
Vтр~340В
ток дросселя- 12.5А
-статические потери Wt=0.95*2/3*12.5^2*0.23~23Вт (41Вт при 100 град).

Ей на замену давно уж как есть UC2895.

у 3875 мощный выходной каскад- хочу попробовать сделать так: Uc3875 через развязывающий трансформатор запитывает 4хIR2121 и одновременно даёт на них импульсы управления, а уж сами ir2121 раскачивают транзисторы

Я сделал наоборот.
3895 управляет 2 шт .ixdn404 каждый драйвер работает на трансформатор с 1 первичкой и 2 вторичками. вторички на затворы.

трансформаторы на кольцах ,

на Ш образных сильно плохая связь между обмоток и были выбросы большие на затворе закрытого транзистора (могущие привести к ложному открыванию) при переключении противоположного транзистора.

на тороидальных трансформаторах выбросы в момент коммутации не более 2 вольт.


есть успешно работающий инвертор где IR2110 работает на эти же трансформаторы.

Делайте уж SRC , для ваших выходного напряжения и мощности вполне резонно, да и в эффективности выиграете

с етой схемой огреб следущие сложности:
1) для того чтобы время перезаряда транзисторов было маленьким и укладывалось в дедтайм нужен довольно приличный ток первички. если у вас мощности маловаты то неповезло - либо придется отказатся от резонанса либо дедтаймы увеличивать. я об них больно ударился. а у меня ток первички - до 5.5А
2) неособо помню где, но могу если надо найти, читал отсканеную лекцию какогото америкаца по анализу влияния неидеальностей выходного моста на работу схемы. в основном анализировалось влияние времени обратного рассасывания и емкость выпрямительных диодов. мысль в том что за время восстановления диода и перезаряда его емкости, резонансный дросель набирает лишнюю энергию(ток) перед восстановлением одного из диодов. ету энергию он девает ессно на генерацию звона. амплитуда звона легко удваивает напряжение анпряжение на закрытом диоде. (я использовал в качестве синхронного выпрямителя низковольный полевик - посему об ето тоже споткнулся). так как етот звон формируется резонансным дроселем то ессно он также присутствует и на первичной обмотке - соответсвенно нужно либо помнить о пробойном напряжении либо бороца со звоном. в лекци предлагалось 2 рецепта его подавления:
а) поставить снабер между выпрямителем и дроселем нагрузки.
б) поставить кламперные диоды от точки соединения резонансный дросель-трансформатор на шины питания +Uвх и -Uвх.