Как найти потери в магнитопроводе? Например сердечник EPCOS EFD20 N87. Указана величина Pv= 1,05 W/set , для сердечника без зазора. Что такое W/set, как он будет зависить от зазора, частоты(f) и индукции (T).
С другой стороны на материал N87 приводится Pv= [mW/g] или [mW/см^3] ( как зависимость от f и Т). Тогда для 100 kHz, 200 mT, 100 °C - Pv= 80 [mW/g] и Pv= 385 [mW/см^3]. Подставляя значения массы и объёма получим: Pv= 80[mW/g] *7,2[g/set ]=576 [mW]
Pv= 385[mW/см^3] *1,460[см^3]=562,1 [mW]
Тоесть уже потери отличаются в 2раза. Та где же правильно и как учесть влияние зазора.

Для set-а указана допустимая мощность, определяющаяся его конструкцией, например, максимальной температурой пластика.

А расчитанная Вами мощность потерь в феррите - это конкретный случай, в других может быть иначе, при большей частоте например.

Вообщето если напряжение синусоидальное - можно посмотреть по графикам, а если нет - точнее определить пальцем. Тама получается примерно следующее - индукция увеличивается в 2 раза, потери -в 4.
А вам зачем? В конечном итоге мощность транса определяется изходя из габаритной мощности (в разных её интерпретациях).

Пытаюсь повысить КПД и разложить все потери по полочкам. Если потери в сердечнике определены заранее, то можно попытаться минимизировать потери в обмотке. У меня система с батарейным питанием поэтому пытаюсь экономить как могу.

ИМХО Чисто теоретически можно:
1. Разложить индукцию в спектр, после чего по графикам сложить потери в объёме магнитопровода.
2. Классически определить потери по площади петли гистерезиса.

А чё за зверь? Флай? так тама потери вроде как определяются индуктивностью рассеяния транса. Соответственно, потери в магнитопроводе будут ни при чём. Остальные потери в выпрямительном диоде - надо брать по-больше.

С маломощными системами работать неприятно - ничего не греется, а КПД фиговый, и не понятно почему.

Вообще, потери в трансе можно разложить на две составляющие:
1. Потери в магнитопроводе. Берется размах индукции, делится на два и по графику на материал находятся удельные потери, множатся на объем сердечника и получаются потери в сердечнике. Обратите внимание, что потери очень сильно зависят от температуры, от 25гр. до 100гр. снижаются примерно вдвое.
2. Потери в обмотках. RMS тока на напряжение. Но с учетом скин/проксимити эффекта. Берете постоянную составляющую тока, множите на сопротивление провода, берете переменную составляющую и множите на сопротивление провода переменному току, складываете. Соответственно, с повышением температуры потери сильно растут.
Ну и все побочные эффекты - как индуктивность рассеяния, емкость транса..
Если нужно серьезно оптимизировать, то мотаете транс за трансом в разных вариантах прослеживая тенденцию

С потерями в обмотке по постоянному току все понятно Pdc=(Irms^2)*Rобмотки. А вот с АС не совсем? Если Xoбмотки=2pif*L известно, то как быть с током или напряжением по переменке(подставлять амплитудное что ли)?

Там далеко не все так просто.. Например, для дисконтинусного флая постояння составляющая будет:
I(DC)=Ip*d/2
А переменная составляющая:
I(AC)=Ip*sqr(d/3-d^2/4)
где Ip - пиковое значение тока,
а d - duty circle
Для континуса соотношения будут другие:
I(DC)=(Ip-deltaI/2)*d
I(AC)=(Ip-deltaI/2)*sqr(d*(1-d))
deltaI - пульсация тока

Потери на вихревые токи в проводе обмоток забыли! Всё пропало!

Нее, не пропало "Но с учетом скин/проксимити эффекта. Берете постоянную составляющую тока, множите на сопротивление провода, берете переменную составляющую и множите на сопротивление провода переменному току, складываете." Скин/проксимити эффект и приводит к возникновению вихревых токов

А шо такое проксимити? Он рассчитывается как-то или просто слово такое умное? Только не надо объяснять что в трансформаторе проводов много, 220 В на входе - 127 на выходе, а на остальное они гудят, как мои соседи.
ДАЁШЬ ФОРМУЛУ!

Видите ли, SMPS такая штука, что формулами не обойтись - понимать надо.. А проксимити (то бишь эффект близости) вот что: http://www.bludger.narod.ru/smps/EddyCurrent.pdf

Не понятно почему постоянную состовляющую Вы берете а не RMS. Ведь ток импульсный и для оценки его значения на потери, логично было бы взять RMS. На ск. я понимаю среднее значение импульсного тока физически ничего интересного из себя не представляет.
Irms=(D*((Ip)^2)/3)^0,5 - Discontinuous mode
Continuous mode - Формула большая, есть в AN-32 от Power Integrations. Там же и расчет по флаю.

Совершенно верно, но эта RMS нужна когда считаем потери например в ключе. Или в тонкой обмотке. Но если хотим учесть проксимити эффект, то должны выделить постоянную составляющую, на которую этот эффект влиять не будет, и переменную - что бы учесть потери на вихревые токи. Конечно, можно считать и просто через RMS, но в этом случае потери окажутся больше.
Пример: флай, D=0.38, пиковый ток вторички 11,9А, его RMS 4.24A, переменная составляющая 3,85А, постоянная - 2,26А. Если в обмотке отношение сопротивления переменному току к постоянному K=1,5, то:
С учетом разделения на постоянную и переменную составляющие
P=124mW
Без учета (просто через RMS): P=137mW
Разница невелика (ок. 10%). Но при тех же условиях, но при К=3.5 получаем 175mW и 220mW - уже порядка 20%.
Так что, может быть, с практической точки зрения и не стоит особо заморачиваться

Всем спасибо за ответы!!!

Не совсем понял, почему при оптимизации потерь в транчформаторе априори считается, что потери в сердечнике фиксированы. Ведь они зависят от перепада индукции, та, в свою очередь, зависит от числа витков, а число витков определяет потери в обмотке.
Очевидно, что чем больше витков, тем меньше перепад индукции и меньше потери в сердечнике, но больше потери в обмотках. А нужно уменьшить и то, и то. Поэтому, если речь идет об оптимизации потерь без учета массогабаритных показателей, то нужно просто брать сердечник максимально возможного сечения, а частоту преобразования делать минимальной. Меньшая частота снизит также и коммутационные потери в ключевых элементах, что также поднимет КПД.

Не, никто так не считает! Всегда пытаемся минимизировать суммарные потери, и ессно что при изменении ко-ва витков меняется индукция. Кстати, далеко не факт что снижение частоты приведет к уменьшению общих потерь...

А смысл - ведь с ростом массогабаритнах также и выростут потери в сердечнике.

Вырости-то вырастут, но если зависимость потерь от массогабаритов (объема) - линейная, то зависимость площади петли гистерезиса (удельные потери) от перепада индукции - нелинейная. Поэтому, можно получить выигрыш (а можно - проигрыш). Однако, чаще всего, уменьшение перепада индукции в два раза (при прочих равных условиях) приводит к уменьшению удельных потерь (площади гистерезиса) значительно болше, чем в 2 раза (при изменении потерь отечественных ферритов получал разницу в 3-5 раз). Нелинейность эта для разных материалов разная. У современных магнитных материалов она меньше (правда, насколько - не знаю).

Также верно, что с ростом массогабаритов возрастают потери в обмотках (длина провода больше).
Но в умных книжках пишут, что существует оптимальный режим перемагничивания, когда суммарные потери в обмотках и в сердечнике минимальны (куча диссеров оптимизации посвящены)

Вы знаете, по ощущениям и по опыту оптимальная частота для современной элементной базы на малых мощностях - порядка 300-350кил. Это для дешевых и доступных ферритов а-ля N87 or 3F3. То есть понижение частоты не приводит к уменьшению КПД, а увеличение - уже приводит. Правда, опыт относится к дисишникам, поскольку для сетевых мы ограничены 150килами.. Но и для сетевых не наблюдается повышения КПД с понижением частоты от максимально рекомендованных 130кил.
Для совковкых силовых ферритов оптимальная частота по ощущениям вообще не превышает 50кил - даже по признанию парней из СЗЛ их ферриты на 100килах уже не работают.

Тоже так думаю

Не совсем понял мысль, поскольку очевидно, что потери в магниопроводе растут с ростом частоты (КПД, естественно, падает)


Когда я гонял отечественные ферриты на стенде, то более-менее приличные по поретям результаты были на частотах до 75-80кГц, а свыше 150кГц - уже ни в какие ворота... Из любознательности их до Мега раскачивал - кипятильник получался (водой охлаждать приходилось)

Здесь много писали, что потери в магнитопроводе зависят от дельты индукции, но эти потери зависят также и от индукции "подпора", или постоянной составляющей индукции. Иначе был бы прямой смысл делать флаи, работающие только в глубоком континусе (потери в современных ПТ все-таки можно сделать значительно меньше, чем в трансах на частоте в сотни кГц).
Фирмы-производители, как правило, не дают информации о площади петли гистерезиса в зависимости от среднего значения индукции при постоянной дельте. Интересно было бы узнать мнение участников темы по этому вопросу.
Еще у меня сложилось впечатление, что двухтактные резонасные БП имеют заметно меньшие потери в ПТ и моточных компонентах по сравнению с БП "другой системы". Что скажете?

Да, зависят. У меня получалось, что удельные потери растут с ростом индукции подмагничивания. И согласно теории перемагничивания ферромагнетиков должно быть тоже самое. Ведь чем больше подмагничивание, тем ближе к предельной петле гистерезиса. И тем более "неповоротливые" домены приходится поворачивать внешним магнитным полем ("поворотливые" уже повернулись раньше, при меньшей индукции). Соответственно, эти домены сильнее "сопротивляются" внешнему магнитному полю и больше энергии надо тратить на их поворот. А энергия, затраченная на поворот доменов - это и есть потери.

Но я работал со старыми метериалами. В современных может быть не так. Не исключаю, что состав современных ферритов подобран так, что при высоких уровнях индукции часть доменов становятся более подвижными и потери на перемагничивание в этой области уменьшаются. Хотя, честно говоря, сомневаюсь.


Могут быть и иные причины. К примеру, пульсации токов за период в этом случае меньше. Соответственно и потери меньше (хоть и несущественно). Или длину средней линии магнитопровода уменьшают, а соответственно, и потери в объеме сердечника. Последнее наиболее вероятно.


Вот это абсолютно точно. У всех магнитных материалах, которые я пытал (ферриты, Mo-пермаллои и аморфные) потери на перемагничивание при синусоитальном напряжении были меньше, чем при меандре или треугольнике. Это очевидно. Потери зависят от частоты. Соответственно, чем больше высших гармоник в спектре перемагничивающего напряжения, тем выше удельные потери.

Я тоже. Материалы по сути остались те же самые, только технология обработки усовершенствована. Порошок тонкого и ровного помола как раз и предназначен для уменьшения размера доменов, но эффект полностью устранять не должен.
По моим расчетам двухгодичной давности, континус в смысле общих потерь все-таки должен быть лучше дисконта, при условии, что потери в магнитопроводе зависят только от дельты индукции.

Очевидно, речь идет все-таки о перемагничивающем токе.

ЗЫ. А как Вы относитесь к идее полного принудительного размагничивания сердечника по окончании рабочего цикла в дисконте? Ведь остаточная индукция даже в современных ферритах непозволительно велика. У меня была такая мысля, но реализовать ее не успел - флаи делать перестал раньше...

Боюсь ошибиться, но вроде как измерительная установке позволяла гонять не только заданную форму тока, но и заданную форму напряжения перемагничивания (забывать стал, 12 лет назад это было). К тому же получить токовый меандр в индуктивности - задача нетривиальная. Да и с практической точки зрения более интересно поведение магнитного материала при разных формах намагничивающего напряжения, а не тока. Ведь в большинстве реальных устройств сердечник перемагничивается все-таки напряжением.

У меня это... маленькие проблемы с терминологией. Десять лет назад мы все это чуть-чуть по-другому называли. К завраму переварю и отвечу. Ведь я вернулся к обсуждению тематики преобразователей три дня назад после десятилетнего перерыва. И не обнаружил пока существенных изменений в схемотехнике, а вот в терминологии их немало. Ничего, через недельку привыкну...

Флай не делают в континусе совсем по другим причинам - трансу как раз там немного получше. Громадные потери на переднем фронте и проблемы с получением быстрой петли - две основные причины.




А ссылочку на инфу можно? Просто опыт убеждает в обратном. Хороший пример - дроссель синхронного бака - пульсации тока одинаковы и при ХХ, и при максимальной нагрузке, и потери в сердечнике должны отличаться очень сильно. А они одинаковы - с очень хорошей точностью...

Перерыл сегодня все свои архивы - увы, документального подтверждения своим словам не нашел. У меня почему-то не осталось ни одного результата измеренмия потерь в несимметричных петлях гистерезиса. Хотя на тот момент (1994 год) это были как раз самые востребованные исследования.
Поэтому агрументировано отставивать свою точку зрения не могу.
Скажу только (полагаясь только на собственную память), что при одинаковом перепаде индукции разница потерь в области малых токов и в области больших токов получалась 15-20%.

Ссылки на описание измерительного стенда и некоторые результаты измерения симметричных циклов перемагничивания выложил здесь:
стенд - http://microcap-model.narod.ru/Magnetic/stend.htm
петли перемагничивания - http://microcap-model.narod.ru/Magnetic/parametr.htm

Там нет информации, подтверждающей мои рассуждения, но, может, кому-то будет интересно.
Стенд, кстати, используется до сих пор. На нем, насколько мне известно, сейчас исследуются отечественные аморфные сплавы.

Да ладно, это так, для общего развития Практическая ценность, пожалуй, невелика - единственное где может проявляться - это в индакторах прямоходов, а там как правило потери в сердечнике очень малы по сравнению с потерями в проводах..

Потери на переднем фронте можно назвать увеличенными в разЫ по сравнению с дисконтом, но громадными - ни в коем случае. Посмотрите приборы от Infineon (CoolMOS) - как я уже и писал, применение подобных ПТ позволяет свести эти потери к вполне приемлемым величинам (к сожалению, аргументировать расчетом не могу - нужны конкретные начальные условия). Потери же в трансе (дросселе) могут превосходить их опять-таки в разЫ.
По поводу регулирования. "Быструю петлю" сделать не так уж сложно - просто в ОС добавится параметр интегрирования, который должен быть учтен. Беда, наверное, в другом - при малой нагрузке БП перейдет в дисконт, и закон управления поменяется. Несмотря на это, континус считаю все-таки более предпочтительным режимом при работе на мало меняющуюся нагрузку.
Простите, а что подразумевается под синхронным баком? Этот термин мне неизвестен...

Скорее, это у меня проблемы с терминологией - со специалистами по БП как-то не приходилось общаться в прошлом...

Результаты Ваших измерений впечатляют... негативно. Невооруженным глазом видно, с каким г..... приходилось работать.

Да, времена меняются... Проблемы - тоже.
Когда я проектировал БП, делать флаи (обратноходовые преобразователи) с дисконтом (режимом разрывных токов дросселя-трансформатора) в номинальном режиме было дурным тоном. И приходилось героически трахаться для получения быстрой петли (обеспечение устойчивости и хороших динамических характеристик в нестационарных режимах). Немного выручал карент мод (амплитудно-токовое регулирование) - там передаточная характеристика получше. А потерями при включении вообще пренебрегали из-за малости, боролись только за формирование траектории при выключении.
И все потому, что не было ни нормальных ключей, ни нормальных ферритов...

Что касается моего мнения, то в промышленном масштабе, если нет специальных ограничений, лучше делать то, что проще и стабильнее - дисконты. А когда зажат массогабаритами и есть необходимость делать флай, то тогда - континус. Особенно если не будет захода в область малых токов. Ведь в континусе при одинаковом рабочем перепаде индукции энергии за каждый такт отдается существенно больше. Соответственно, при одинаковой выходной мощности потери в магнитопроводе континуса будут существенно ниже, чем дисконте.

Но, действительно, быструю петлю в континусе сделать очень даже непросто. А обеспечить отсутствие заброса напряжения при отключении нагрузки - и того труднее. Последнее, чем я занимался в этом направлении - использованием дополнительного ключа в силовом контуре, который обеспечивал возможность хранение энергии в дросселе-трансформаторе континуса без вывода ее в нагрузку. Преобразовательный контур на каждом такте работы трижды менял конфигурацию (накопление, хранение, отдача). При этом континус сохранятся даже в области очень малых токов нагрузки (ток дросселя-трансформатора просто циркулировал в обмотках без передачи в нагрузку). Динамика тоже очень приличная - при сбросе нагрузки дроссель сразу отсекается и выброса напряжения не происходит, а при набросе нагрузки – из дросселя сразу может быть выведена большая энергия и не произойдет провала напряжения. Недостатки – достаточно сложное управление (тогда ведь все драйверы на рассыпухе делались), а также бОльшие потери по сравнению со стандартной конфигурацией флая.

Определенного мнения о размагничивании дросселя-трансформатора флая я не имею, поскольку проектировал только континусы, а там, понятное дело, это нереализуемо. Видел попытки реализации такого размагничивания для трансформатора бака (прямоходового однотактного преобразователя), но там были сложности с обеспечением работоспособности в широком диапазоне регулирования.

p/s/ За разъяснением современной (международной) терминологии пришлось обратиться к жене (она мне даже словарик составила), но пока не привыкну, чтобы не ошибиться буду в скобках писать привычные мне термины.

Согласен, на счет громадных - погорячился Скажем так - выгоды от лучшего использования DC и меньших токов сжираются потерями на переднем фронте, в результате получается дашь-на-дашь. В одном из последних Юнитродовских семинаров они рассматривают вопрос с Self-Drive синхронником для флая - и посыпают голову пеплом, типа, этот чертов континус. Хотя есть такое чуство, что траковский 10-ваттник в стандартном DIP-24 именно по этой топологии и сделан - уж слишком много жрет на ХХ



Синхронный бак (Synchronous Buck Converter) - обычный понижающий преобразователь, где возвратный диод заменен противофазно управляемым относительно основного ключа полевиком. Характеризуется одинаковыми пульсациями тока в индакторе независимо от нагрузки, т.е. всегда в континусе. Сегодня очень широко распространенная топология - в связи с дикой популярностью так называемых POL (Point-of-Load) конверторов. Соответственно, и прамоходовые преобразователи с Self-Drive синхронниками на выходе обладают таким же свойством - DC и пульсации тока от нагрузки не зависят.

Простите, не понял. Описанное изменение топологии по сравнению с классическим баком (прямоходовым преобразователем) ничего не меняет в сути энергетических процессов. Вроде как при ШИМ-регулировании пульсации тока должны меняться от нагрузки также, как в классической схеме. Так что, насколько я понял, речь идет о ЧИМ (длительность открытого состояния прямого ключа фиксирована, соответственно, ток в индуктивности за это время возрастает на одну и ту же величину, вне зависимости от нагрузки). Но это "синхронностью" никак не определяется.
То, что этот преобразователь всегда в континусе (непрерывные токи дросселя), следует из необходимости обеспечения регулировочной характеристики (откроненно говоря, не слышал о баках, которые бы работали в нормальном режиме в дисконте (режиме разрывных токов дросселя). Хотя, может уже сильно отстал от жизни.

Или же идет речь о преобразователе, у которого настолько низкое выходное сопротивление, что поддержание стабильности напряжения не требует сколько-нибудь существенного изменения дительности открытого состояния прямого ключа со всеми вытекающими из этого последствиями (в частности - неизменностью амплитуды пульсаций тока дросселя)?
p.s. Мои непонятки могут быть обусловлены тем, что в основном имел дело с сетевыми импульсными источниками питания (AC/DC), мощностью 50-200Вт.

Не, честный ШИМ. Там разница в малых токах - в классике ток в дросселе становится равным нулю до следующего включения верхнего ключа, а в синхроннике продолжает спадать через все еще открытый синхронный (нижний) ключ. То есть при ХХ ток гоняется почем зря между индактором и выходным кондером симметрично вокруг нуля. Но это, собственно, сильно никого не волнует Но это сделано не специально, просто слишком гиморно отслеживать переход током нуля что бы выключать синхронный ключ.

Согласен, что на холостом ходу будет банальная перекачка реактивной мошности из первички в выходную емкость и обратно (следствие - перемагничивание сердечника по симметричному циклу). Но что при этом будут одинаковые токовые пульсации - неочевидно (хотя возможно, надо считать).
И уж совсем неочевидно, что в таком баке будут одинаковые пульсации тока при максимальной и при половинной нагрузке. Если дроссель работает в континусе (режиме непрерывных токов) этого, по идее, быть не может. Ведь при ШИМ-регулировании пульсация тока на этапе накопления (открыт прямой ключ) при неизменном напряжении питания и напряжении на нагрузке прямо пропорциональна длительности открытого состояния этого ключа и, следовательно, меняется при регулировании. И перепад индукции тоже меняется.
Поэтому мне до сих пор не понятно, почему в синхронном баке пульсации тока не зависят от нагрузки.

В режиме континуса DC (Duty Circle, отношение времени прямого хода к периоду) вообще не зависит от нагрузки. В любой топологии. Хотя бы из соображения равенства вольтсекундных интервалов на индуктивном элементе. То есть пока ток не прекращает изменяться, напряжение на индакторе не может быть нулевым - соответственно, произведение длительности прямого хода на входное напряжение всегда равно произведению выходного напряжения на время обратного хода. И нагрузка здесь вообще ни при чем, до тех пор, пока ток в индакторе в какой то момент не прекратится, т.е до дисконтинуса.

Вышесказанное верно при полном отсутствии потерь в силовом контуре. Тогда прямоходовой преобразователь - идеальный источник напряжения (внутренне сопротивлени равно нулю). И соответственно, при увеличении нагрузки нет необходимости менять коэффициент заполнения для поддержания напряжения стабильным.
Поскольку в любом преобразователе есть потери (эквивалентное внутреннее сопротивление), то при неизменном коэффициенте заполнения с ростом нагрузки выходное напряжение падает (описано в любом учебнике). И для его поддержания приходится увеличивать длительность прямого хода - увеличиваются пульсации тока.

Если бы напряжение на выходе бака не зависило бы от нагрузки, то не имело бы смысл заводить обратную связь по выходному напряжению - оно и так бы было стабильно. Поскольку обратную связь чаще всего все-таки заводят, то думаю, не просто так.

Иное дело, возможно, что в синхронном баке потери настолько малы, что внешняя характеристика стремится к идеальному источниу напряжения (я уже высказывал это предположение ранее). Но у меня есть сомнения в том, что КПД его приближается к 100%. Особенно при низких выходных напряжениях.

Так что, похоже, отсутсвие зависимости пульсаций токов от нагрузки - частный случай, а не свойство.