Модель 8PSK модема fast feedforward symbol sync fast feedforward phase sync для simulink из matlab 7.0.

Модель QPSK модема fast feedforward symbol sync fast feedforward phase sync fast gain control для simulink из matlab 7.0.

Благодарю, обязательно посмотрю модельку (остальось только Matlab поставить )

Модель QPSK модема fast feedforward symbol sync farrow interpolator fast feedforward phase sync fast gain control для simulink из matlab 7.0.

Модель QAM16 модема feed-back gardner symbol sync farrow interpolator decision feed-back phase sync gain control для simulink из matlab 7.0.

Отправлено Валерий_П 06 июля 2007 г. 14:39

Например, мне нужно передать информацию с символьной скоростью 2400бод, 3000бод. Они не кратны моей Fs=8кГц. Как обновлять информацию с некратной частотой?
Только одно на ум приходит - Нужно делать передискретизацию? Это ведь неудобно.
Как в модемах V.34 это дело реализовано ?
Подскажите, пожалуйста!

Больше, увы, никак.
Только формировать сигнал на частоте кратной частоте дискретизации и бодовой скорости, а потом
производить прореживание символов, например для 2400 и 8000 - эта частота будет = 24000 Гц, чтобы получить 8кГц - берем каждый третий отсчет из сформированного потока.
Кстати, насчет V.34 - там бодовая скорость может быть вообще не целым числом.

Это не так.

Модель QAM16 модема feed-back gardner symbol sync farrow interpolator decision feed-back phase sync gain control variable delay channel для simulink из matlab 7.0.

Модель QAM16 модема feed-back gardner symbol sync farrow interpolator decision feed-back phase sync gain control variable delay channel linear equalizer godard decision directed для simulink из matlab 7.0.

Модель QAM16 модема feed-back gardner mueller muller symbol sync farrow interpolator decision feed-back phase sync gain control variable delay channel decision feed-back equalizer blind godard decision directed для simulink из matlab 7.0.

DQPSK

Модель QPSK модема feed-back gardner symbol sync farrow interpolator decision directed phase sync gain control variable delay для simulink из matlab 7.0.

msk modulator primer

не могли бы вы привести математические формулы и источник, с которого взят алгоритм формирования!

Он вам известен - «Цифровая связь» Прокис :)

хм... что то в модели не по Прокису...я делал квадратурную схему и у меня она несколько отличается от вашей
Вот посмотрите здесь http://matlab.exponenta.ru/simulink/book3/4.php

И что же не по Прокису? Посмотрите свой Рисунок 2. 6 и 7 - временные диаграммы комплексной огибающей , то же самое что и на выходе моего модулятора. У меня сделано в общем виде формирование cpfsk сигнала а не частный случай суммы двух смещённых ВPSK с косинусоидальной формой импульса.

BPSK Costas loop

Копаюсь в этой модели и возник вопрос.
В блоке symbol_synk/FIR_filter идёт свёртка с синусоидой.
Для чего надо делать сопряжение сигнала, с которым сворачивается чинусоида ведь он и так действительный?
Какой физ. смысл этого фильтра? Правильно ли я понимаю, что таким образом выделяется частота, равная частоте следования модемных посылок? Если так, то фильтр должен быть похож на полосовой КИХ фильтр. А здесь свёртка с синусоидой.

Правильно ли я понял, что в блоке symbol_synk вычитание задержанной на один отсчёт выделенной несущей нужна для того чтобы просто задержать её на четверть периода или сместить её фазу на 90градусов? Если так, тогда вопрос откуда известно, что она должна быть задержана именно на четверть периода, а не на другую величину. Это Вы подсчитали исходя из суммарных задержек во всех обрабатывающих элелентах или как-то иначе?

На сопряжение не обращайте внимания, просто скопировал фильтр из другой модели там была работа с комплесными сигналами, в блоке скалярного произведения встроено сопряжение одного из сигналов, поэтому пришлось поставить снаружи сопряжение чтобы это скомпенсировать. Этот фильтр на один период символьной частоты совместно с последующим CIC образует полосовой фильтр длиной 32 символьных интервала, снимите их общую импульсную характеристику увидите отрезок синусоиды в 32 символьных интервала.



Без этого элемента возникает в целом дробная задержка в блоке выделения синхронизации, этот элемент имеет задержку в половину периода дискретизации и общая задержка получается целой, может и без него можно обойтись если сделать предыдущие фильтры с целыми задержками.

Пока пытался сформулировать вопрос про CIC вроде бы понял ответ на него.
Поэтому вопрос будет по источникам.
Нашёл у Прокиса в главе 6.2.1 "МП оценка несущей" в примере схему и формулу МП оценки несущей. Вы не туда случайно смотрели, когда делали эту модель?

А в блоке psk8_fast_ff_nda_symbol_sync_fast_ff_nda_phase_sync_2006_11_15/symbol_synk первый символьный дифференциатор (разность с задержкой в 8 отсчётов) тоже можно отбросить или всё-таки есть какой-то смысл в нём?

нет



Ну такой примитивный можно и отбросить, а вообще существует полосовой фильтр каким-то образом согласованный с сигналом чтобы выделять ту часть спетра в которой больше всего информации о символьной частоте, подробнее ищите статьи.

fir filter identification

Работа разомкнутой (feedforward) схемы тактовой синхронизации по квадрату огибающей, как, например, в psk8_fast_ff_nda_symbol_sync_fast_ff_nda_phase_sync_2006_11_15, ухудшается при rolloff<1 в RCF. Здесь два возможных варианта повышения стабильности её работы. В принципе, во 2-м варианте тоже можно поставить ПИФ, но это даст не много.

Не открывается что-то, какая версия матлаба?

Matlab 7.6.0.324 (R2008a)

Filtered Multitone (FMT) Modulation, noncritically sampled filter bank, timing frequency phase tracking primer

simulink matlab 7.0

fast transform domain normalized leaky LMS DFE

matlab 7.0

BTW ради любопытства я запустил эту модель и отвлекся. Через некоторое время эквалайзер развалился...

Да может разваливаться, в этом и проблема эквалайзеров и совместной синхронизации, от любого чиха разваливаются или уходят в паразитное устойчивое состояние, тут в общем просто демонстрация алгоритма адаптации более быстрого чем обычный LMS, здесь нет решения всех проблем которые возникают.

Меня тоже удивило что не упоминается в литературе взаимодействие эквалайзера с синхронизатором и AGC. Хотя то что неприятности неизбежны, после прочтения базовой теории, изложенной в Хайкине, становится очевидным. Вы не встречали статей по этой теме?

В том то и дело что не встречалось. Всяких супер алгоритмов адаптации полно, синхронизаторы отдельно рассматривают, а вот совместных робастных схем что-то не видно. Ну и видимо не случайно кругом OFDM.

спасибо за модель, но есть несколько вопросов. Сначала по методу :

1. Почему вы нормируете дельту не на мощность сигнала, а на амплитуду?
2. Почему у вас при нормировке есть дополнительная задержка на следующий такт?

ИМХО из за этого слетает алгоритм обновления. Тот же Diniz пишет следующее (см. атач)

я заменил в FSE плече амплитуду на мощность с бесконечной памятью канала эквалайзер стал вести себя более спокойно.

Теперь по структуре:

Я отключил DF звено ( выход на терминатор, на вход сумматора 0). И эквалайзер вообще не может найти решение, странно по идее оно должно быть, пусть и с более плохим качеством. Почему так происходит?

И вопрос всем по реализации.

По идее мощность это квадрат сигнала, но вот как поступают при переносе вычислений в форматы с фиксированной запятой. Например есть созвездие 0.5+i0.5, в этом случае мощность составит 0.5, при нормировке это даст 1, но если рассмотреть реальное железо, пусть это будут 8ми битные точки 128 +128i, тогда мощность составит 32768 и нужно вводить скалирующие коэффициенты, что бы привести это к общему знаменателю. В принципе для созвездия 0.5+i0.5 это просто, но как быть когда созвездие например такое [0.5+i0.5 1.5+i0.5 0.5+i1.5 1.5+i1.5] ведь в этом случае так просто отскалировать не получиться?

Я вижу решение в нормировке созвездия к единице, т.е. привести его к виду [0.25+i0.25 0.75+i0.25 0.25+i0.75 0.75+i0.75] и дальше идти обычному пути. Делать надо так или я изобретаю велосипед?

Спасибо.





в книге The Theory and Practice of Modem Design, John A.C. Bingham, (с) 1988 John Wiley & Sons, Inc есть главы 7.5 Timing Recovery for Symbol-Rate Adaptive Equalizers и 7.6 Timing Recovery for Fractionally Rate Adaptive Equalizers

С мощностью мне показался вариант слишком быстрым, в целом модем получается менее устойчивым, например эквалайзер начинает конкурировать с петлёй символьной синхронизации, центральный коэффициент улетает на край и затем развал. Смотрите как лучше для вашего случая, для не сильно искажённых каналов достаточно просто АРУ перед эквалайзером, нормировку в эквалалайзере можно выкинуть.



Просто перетащил фильтр из другой модели, конечно можно задержку убрать, но в самом фильтре есть задержка, тем больше чем меньше альфа.




С таким каналом с гуляющими спектральными нулями линейный эквалайзер не справится, уменьшайте амплитуду задержанного луча относительно главного и скорость измененния канала наверное тоже, также возможно нужно увеличение количества коэффициентов.




В общем тут без комментариев, сам всегда мучаюсь с такими вопросами, [0.5+i0.5 1.5+i0.5 0.5+i1.5 1.5+i1.5] и [0.25+i0.25 0.75+i0.25 0.25+i0.75 0.75+i0.75] - по сути это одно и то же, ведь нет же никакой запятой в 8-ми битной шине, она у нас в голове.

8PSK feed-back gardner symbol sync farrow interpolator decision directed phase sync gain control variable delay

simulink matlab 7.0.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Добавил в модель petrov-а петлю костаса для qam16.
matlab 2009b

Уже обсуждалось, к статье Костаса это отношения не имеет.

Непонятно зачем использовать плохой вариант управления решениями, если можно использовать управление решениями?

Собирал по книжке Незами ст. 110 рис. 3-20.



Если уже обсуждалось - укажите, пожалуйста, где именно. Видел только вариант для BPSK.



Опять же, ссылку на модель/статью/на словах обьясните, как сделать правильное управление решениями. Я не волшебник, я только учусь)

Все ответы есть в "Цифровая Связь" - Прокис.

Управление решениями есть во всех моделях с синхронизацией с обратной связью, которые в этой ветке выложены.

Впринципе, конечно, управление решениями, выложенное во всех моделях этой ветки - точнее. Но вычисление фазы комплексного сигнала процесс не быстрый. Может быть, модель, в которой используются только умножатели - пошустрее будет?

Если тема уже обсуждалась, дайте ссылку.

В моделях вычисление аргумента так сделано для очевидности того что является ошибкой - угол поворота принимаемого созвездия относительно решений, можно и без вычисления аргумента это делать - Im(conj(soft)*decision), только надо учитывать что коэффициент передачи такого такого детектора зависит от амплитуды сигнала. Так и сделано в том детекторе для QPSK с управлением решениями который все почему-то неправильно называют Костасом. Так почему бы сразу не использовать управление решениями для 16QAM не извращаясь с детектором для QPSK?


http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=71563

1) Пока что не совсем понял, откуда можно вывести Im(conj(soft)*decision) - из управления решениями или из той модели, которую по ошибке называют Костасом? Или все три решения - одинаковы и два других можно вывести из третьего?

2) В созвездии 16QAM можно взять точки, не лежащие на QPSK. Но неоднозначность фазы там будет 2pi/8, а не 2pi/4 , как для под-QPSK созвездий. Возможна ситуация, когда по точкам под-QPSK будет выдаваться ошибка одного знака, а по не под-QPSK - другого. Тоесть они будут вращать частоту в разные стороны. При расстройке частоты 0.03 0.04, модель, которая работает только по под-QPSK созвездиям ищет решение быстрее.

3) Добавил управление по решению Im(conj(soft)*decision). Впринципе находит решение и без учета зависимости коэффициента передачи от амплитуды сигнала.

4) Спасибо за ссылку. Интересно.

Это же очевидно чему это выражение пропорционально, синусу разности фаз между решением и принимаемым вектором.



Для сопровождения характеристики этого детектора будут хуже, а для большей полосы захвата и более быстрой настройки на начальном этапе лучше использовать непосредственно BPSK, QPSK.




Имелось ввиду что коэффициент передачи детектора нужно учитывать при анализе ФАПЧ.

pi/4 dqpsk coherent demodulation

simulink matlab R2010a

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Есть немного вопросов по поводу символьной синхронизации.

1. Почему в литературе в основном применяют feedback подход , а не feedforward?

2. Встречал две схемы
- TED, loop filter с прямой и интегрирующей ветками, интерполятор
- TED, loop filter первого порядка с одним полюсом, а затем последовательно еще интегратор, далее интерполятор.
В чем принципиальная разница между этими схемами и получается, что по сути во втором варианте последовательно два интегратора стоит (так как вроде фильтр с одним полем в том или ином виде и есть интегратор).

Спорное утверждение.



Одним интегратором является NCO, если имеется второй интегратор, то он с параллельным пропорциональным звеном должен быть, иначе неустойчивая ФАПЧ будет. Давайте ссылку на схемы.

Перевел модель petrov-а для QPSK на пакетный режим работы.
Некоторые комментарии по работе модели:

Пакет
Преамбула (BPSK – 29 символов, маркер начала данных(конец преамбулы) 7 символов QPSK); сами данные (1414 символов); хвост (10 QPSK символов). Всего 1450 символов. После хвоста, для разделения пакетов друг от друга передаем нули(200 нулевых символов).

Приемник и обнаружитель сигнала.
Обнаружитель сигнала срабатывает, если энергия сигнала на протяжении 8 выборок (1 символ) больше заданного порога. Обнаружитель запускает счетчик выборок, включает работу собственно приемника. В приемнике используется две петли АРУ. Первая грубо регулирует сигнал на входе обнаружителя, работает на частоте выборок, без всех синхронизаций и фильтраций, по первым 25 символам пакета. Блок FIR RRC Filter стоит сразу после первой петли АРУ, работает на протяжении всего пакета (1450 символов).
После FIR RRC Filter стоит блок resiver. В нем синхронизации, демодуляция, вторая петля АРУ. Работает не по всему пакету, а выкидывая по символу в конце и в начале пакета (1448 символов). (Их выкидываем на переходные процессы в FIR RRC Filter). Вторая петля АРУ работает на частоте символов, после всех синхронизаций и интерполяции сигнала, с 25 по 200 символы. Тактовая синхронизация по схеме Гардена работает с 0 по 200 символы. То есть и тактовая и АРУ работают по преамбуле + по части пакета. Вроде, это лучше, чем пускать длинную преамбулу и синхронизировать все по ней. Для подстройки частоты и фазы используется схема с управлением по решению, так же неправильно называемая петлей Костаса для QPSK. Пока не понял, как ее отключить, по прошествии определенного количества символов, поэтому работает по всему пакету целиком. Неоднозначность фазы pi/4 устраняется по маркеру начала пакета (концу преамбулы). Конец пакета ищется на отрезке 0-46 символов. Если он там не находится, пакет отбрасывается. Синхронизации Гардена и квази-Костаса не учитывают значений, полученных в предыдущем пакете, и по каждому пакету настраиваются заново, с нуля. Обе системы АРУ начинают подстройку от значений, полученных в предыдущем пакете. Есть система подсчета БЕР по пакетам.

Работает до соотношения сигнал/шум 10-8 дБ.

Посмотревших модель прошу оставлять комментарии/замечания/вопросы. В личку или сюда. Если есть ссылки на аналогичные модели или на литературу, как такие схемы надо собирать – прошу в студию. Я не волшебник, я только учусь

Да я особо то и не утверждаю, просто так показалось. Кратко можно плюсы/минусы feedback/feedforward?



Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Какой порядок у данной схемы, третий?

Очевидно что feedforward быстрее. Но например feedback подстройка частоты/фазы управляемая решениями для QAM в режиме сопровождения(tracking) очень хорошо работаeт, непонятно как сделать так же feedforward. Вопрос слишком общий, смотрите конкретные схемы и выбирайте то что вам нужно.




На первом рисунке порядок астатизма первый(один интегратор), такая ФАПЧ не сможет отслеживать линейно изменяющуюся фазу без ошибки, схема бестолковая.

На втором рисунке классическая ФАПЧ с астатизмом второго порядка(два интегратора), в отличие от первой схемы может без ошибки отслеживать не только скачёк фазы но и сдвиг по частоте.