Подскажите знающие. А то я в первый раз импульсный источник делаю.
Делаю флайбэк 220V в 5V@10A на UCC28600.
Техасовские разработчики предлагают R2CD-снаббер. Но мне встречаются схемы на стабилитронах.
Подскажите, плиз, преимущества и недостатки этих решений.
А то у меня на макете это дело сильно греется. Я так понимаю индуктивность рассеяния великовата.
И я вот, не пойму одну весщь:
Напряжение Vds на главном ключе - значит =Uвх когда ключ закрыт, ноль - когда открыт, потом когда закрывается - выброс вольт этак на 2*Uвх, затем полка - Vr равная примерно Uвх + Uвых*Ктр, где Ктр - коэфф.трансформации от первичной к выходной обмотке, потом - колебательным процессом - возврат от Vr к Uвх.
Так вот, напряжение на drain превышает Uвх во время выброса и во время полки Vr.
Получается, что R2CD снаббер - мы греем не только выбросом, но и этим самым Vr, во время которого мощность должна отдаваться в нагрузку.
Стабилитрон же, я так понял, - подбирается под Vr+чутьчуть. Тогда Vr его греть не будет и мощность пойдёт в нагрузку.
Тогда непонятна мне популярность R2CD-снабберов.
Ведь они рассеивают кроме вредного выброса - энергию, которая должна отдаваться в нагрузку во время Vr.
Ведь Vr - больше Uвх и диод откоется? или я чего не так понимаю?
Полная версия этой страницы: Снаббер на flyback. R2CD или стабилитрон?
Форум разработчиков электроники ELECTRONIX.ru > Силовая Электроника - Power Electronics > Силовая Преобразовательная Техника
Оба решения имею свои преимущества, хотя, про все что относится к флаю, лучше говорить "имеют свои недостатки".
Стабилитронный ограничитель прост, но его применяют в источниках небольшой мощности, трудно представить стабилитрон на 2-5 ватт тепла.
RCD имеет больше компонентов, но сбросить мощность в резистор вроде не проблема.
Назначение снаббера- демпфера -клампера - поглотить энергию в индуктивности рассеивания. Это та энергия, которая во время обратного хода не может быть передана во вторичную обмотку, так как в пространстве положение обмоток не совпадает, не совпадают полностью и их магнитные поля. Обычно, эта энергия составляет от 1.5 до 5% выходной мощности, смотря как тщательно изготовлен трансформатор.
Напряжение обратного хода определяется чисто выходным напряжением и коэффициентом трансформации, следовательно, оно постоянно. Но если не поглотить энергию индуктивности рассеивания, то это напряжение подскакивает до напряжения пробоя ключа.
Стабилитрон выбирают несколько больше (25-40V) расчетного напряжения обратного хода. Это должен быть сапрессор, обычные стабилитроны не способны поглощать большую энергию за короткое время.
RCD снаббер более гибок. Напряжение на нем автоматически регулируется и может быть задано выбором резистора. Постоянная времени - самые разные мнения и решения от 2-3 до 20-30 периодов тактовой частоты.
Слишком большой резистор даст большую добавку к Vor, слишком малый хорошо ограничит напряжение, но будет сеять дополнительную мощность, прихватывая в пределе не только энергию индуктивности рассеивания, но и часть энергии из вторичной обмотки. Малый конденсатор даст большой пик в начале ограничения, большой конденсатор приведет к излишнему потреблению в демпфере и к большому пику тока через демпферный диод....
Все это быстро через "налет часов" над макетом постигается, но основные закономерности я попробовал изложить...
Стабилитронный ограничитель прост, но его применяют в источниках небольшой мощности, трудно представить стабилитрон на 2-5 ватт тепла.
RCD имеет больше компонентов, но сбросить мощность в резистор вроде не проблема.
Назначение снаббера- демпфера -клампера - поглотить энергию в индуктивности рассеивания. Это та энергия, которая во время обратного хода не может быть передана во вторичную обмотку, так как в пространстве положение обмоток не совпадает, не совпадают полностью и их магнитные поля. Обычно, эта энергия составляет от 1.5 до 5% выходной мощности, смотря как тщательно изготовлен трансформатор.
Напряжение обратного хода определяется чисто выходным напряжением и коэффициентом трансформации, следовательно, оно постоянно. Но если не поглотить энергию индуктивности рассеивания, то это напряжение подскакивает до напряжения пробоя ключа.
Стабилитрон выбирают несколько больше (25-40V) расчетного напряжения обратного хода. Это должен быть сапрессор, обычные стабилитроны не способны поглощать большую энергию за короткое время.
RCD снаббер более гибок. Напряжение на нем автоматически регулируется и может быть задано выбором резистора. Постоянная времени - самые разные мнения и решения от 2-3 до 20-30 периодов тактовой частоты.
Слишком большой резистор даст большую добавку к Vor, слишком малый хорошо ограничит напряжение, но будет сеять дополнительную мощность, прихватывая в пределе не только энергию индуктивности рассеивания, но и часть энергии из вторичной обмотки. Малый конденсатор даст большой пик в начале ограничения, большой конденсатор приведет к излишнему потреблению в демпфере и к большому пику тока через демпферный диод....
Все это быстро через "налет часов" над макетом постигается, но основные закономерности я попробовал изложить...
Цитата(Microwatt @ Aug 11 2010, 14:07) 
RCD снаббер... Напряжение на нем автоматически регулируется и может быть задано выбором резистора...
Слишком большой резистор даст большую добавку к Vor, слишком малый хорошо ограничит напряжение, но будет сеять дополнительную мощность, прихватывая в пределе не только энергию индуктивности рассеивания, но и часть энергии из вторичной обмотки...
Спасибо. Я примерно так это себе и представляю.Слишком большой резистор даст большую добавку к Vor, слишком малый хорошо ограничит напряжение, но будет сеять дополнительную мощность, прихватывая в пределе не только энергию индуктивности рассеивания, но и часть энергии из вторичной обмотки...
Но вот тут, мне бы хотелось поподробней.
Разве не весь обратный ход греет балластный резистор в снаббере?
Тот который не последовательно с конденсатором, а от катода к Uпит.
Если там какой-то порог получается - я совершенно не понимаю где.
Разве напряжение обратного хода (после выброса) - не открывает диод? И не рассеивается ли в этот момент на снаббере то, что должно быть отдано во вторичку?
Цитата(mamadu @ Aug 11 2010, 13:57)
Но вот тут, мне бы хотелось поподробней.
Разве не весь обратный ход греет балластный резистор в снаббере?
Тот который не последовательно с конденсатором, а от катода к Uпит.
Если там какой-то порог получается - я совершенно не понимаю где.
Разве напряжение обратного хода (после выброса) - не открывает диод? И не рассеивается ли в этот момент на снаббере то, что должно быть отдано во вторичку?
Разве не весь обратный ход греет балластный резистор в снаббере?
Тот который не последовательно с конденсатором, а от катода к Uпит.
Если там какой-то порог получается - я совершенно не понимаю где.
Разве напряжение обратного хода (после выброса) - не открывает диод? И не рассеивается ли в этот момент на снаббере то, что должно быть отдано во вторичку?
Нет, в правильно спроектированном снаббере энергия поглощается конденсатором только в начале обратного хода. Это хорошо видно на осциллограмме напряжение на стоке ключа , короткий выплеск выше уровня обратного напряжения.
Далее, она может медленно рассеиваться в резисторе до следующего такта. Если посмотреть напряжение на самом снаббере, то видно, что напряжение на конденсаторе медленно спадает. Вроде хороший то, если оно спадает процентов на 20-30 за такт.
Порог - напряжение обратного хода. Это выходное напряжение+ падение на выходном диоде , умноженные на коэффициент трансформации.
Типовые 600-700-вольтовые ключи диктуют напряжение обратного хода в районе 100-140 вольт. А на снаббере это напряжение может быть 130-160 вольт. За счет короткого выплеска от индуктивности рассеивания конденсатор снаббера подзаряжается до этого напряжения. Потом напряжение на нем падает и к следующему такту он опять может подзаряжаться. Эдакий саморегулирующийся стабилитрон.
Большую часть времени обратного хода энергия в снаббер не поступает, он срезает только пик на стоке.
ЗЫ. Выбор резистора снаббера.... конечно, его грубо можно посчитать через ток и индуктивность рассеивания. Но проще потом взять несколько больше и, постепенно уменьшая, отследить момент, когда напряжение на снаббере перестает уменьшаться. Это значит, что снаббер достиг предела эффективности, дальше будет воровать энергию из вторички.
Цитата(Microwatt @ Aug 11 2010, 20:06)
Большую часть времени обратного хода энергия в снаббер не поступает, он срезает только пик на стоке.
Спасибо, очень всё подробно.Я даже понял.
Конденсатор заряжается через диод, разряжается через балластный резистор.
Снаббер не отжирает энергию во время обратного хода - потому, что конденсатор зарядился выбросом, разряжается медленно и удерживает напряжение на катоде больше.
Если мы занижаем номинал балластного резистора - конденсатор быстро разрядится до напряжения обратного хода, пока оно ещё действует и откроет диод для отдачи полезной энергии в балласт.
Если мы завышаем номинал балластного резистора - конденсатор не успевает разряжаться до Uвх к следующему такту. Это увеличивает высоту выброса на стоке. В этом случае уменьшение балластного резистора вызовет уменьшение выброса. Если успевает разрядиться - уменьшай не уменьшай выброс ниже не будет.
???
Извините за настырность, но мне нужно хорошо всё понять.
мне кажется, что Вы вполне основную идею снаббера усвоили...
Количественно можно уточнить на реальном источнике. начните с ним работать на минимальном входном напряжении, чтобы слишком легкий снаббер не дал опасного перенапряжения на стоке. Регулировка снаббера автоматически потом сохранится и на повышенном напряжении.
Регулировать снаббер нужно при максимальной нагрузке, когда ток стока максимален.
Ну и , если трансформаторы хорошо повторяются по параметрам в серии, то регулировку достаточно сделать на одном экземпляре источника. Далее все хорошо повторяется на других экземплярах.
Главное - не пересолить, не переперчить, не перемускатить.... Т.е. учитывайте возможный 10% разброс компонентов.
Количественно можно уточнить на реальном источнике. начните с ним работать на минимальном входном напряжении, чтобы слишком легкий снаббер не дал опасного перенапряжения на стоке. Регулировка снаббера автоматически потом сохранится и на повышенном напряжении.
Регулировать снаббер нужно при максимальной нагрузке, когда ток стока максимален.
Ну и , если трансформаторы хорошо повторяются по параметрам в серии, то регулировку достаточно сделать на одном экземпляре источника. Далее все хорошо повторяется на других экземплярах.
Главное - не пересолить, не переперчить, не перемускатить.... Т.е. учитывайте возможный 10% разброс компонентов.
Цитата(mamadu @ Aug 11 2010, 23:08)
Спасибо, очень всё подробно.
Я даже понял.
Конденсатор заряжается через диод, разряжается через балластный резистор.
Снаббер не отжирает энергию во время обратного хода - потому, что конденсатор зарядился выбросом, разряжается медленно и удерживает напряжение на катоде больше.
Если мы занижаем номинал балластного резистора - конденсатор быстро разрядится до напряжения обратного хода, пока оно ещё действует и откроет диод для отдачи полезной энергии в балласт.
Если мы завышаем номинал балластного резистора - конденсатор не успевает разряжаться до Uвх к следующему такту. Это увеличивает высоту выброса на стоке. В этом случае уменьшение балластного резистора вызовет уменьшение выброса. Если успевает разрядиться - уменьшай не уменьшай выброс ниже не будет.
???
Извините за настырность, но мне нужно хорошо всё понять.
Я даже понял.
Конденсатор заряжается через диод, разряжается через балластный резистор.
Снаббер не отжирает энергию во время обратного хода - потому, что конденсатор зарядился выбросом, разряжается медленно и удерживает напряжение на катоде больше.
Если мы занижаем номинал балластного резистора - конденсатор быстро разрядится до напряжения обратного хода, пока оно ещё действует и откроет диод для отдачи полезной энергии в балласт.
Если мы завышаем номинал балластного резистора - конденсатор не успевает разряжаться до Uвх к следующему такту. Это увеличивает высоту выброса на стоке. В этом случае уменьшение балластного резистора вызовет уменьшение выброса. Если успевает разрядиться - уменьшай не уменьшай выброс ниже не будет.
???
Извините за настырность, но мне нужно хорошо всё понять.
На самом деле, процессы заряда-разряда кондера дело второе, и емкость кондера на работу снаббера с точки зрения процессов клэмпирования не влияет - пульсации на нем незначительны. Смысл кондера - создать некое напряжение для перезаряда индуктивности рассеяния - если это напряжение большое (большое R), то перезаряд происходит быстро, и потери энергии малы, при малом R перезаряд затягивается, и мощность, рассеиваемая на снаббере возрастает.
Вот здесь описана работа снаббера: http://bludger.narod.ru/smps/Flyback-R01.pdf
Цитата(Bludger @ Aug 12 2010, 09:26)
Вот здесь описана работа снаббера: http://bludger.narod.ru/smps/Flyback-R01.pdf
Ага, хорошая ссылка.
Остальное - поглощение энергии Ls, ее перезаряд - об одном и том же. Можно ставить стакан на плоскость стола, можно на поверхность стола, можно просто на стол. Главное - чтобы на пол не упал.
Цитата(mamadu @ Aug 11 2010, 12:11)
Напряжение Vds на главном ключе - значит =Uвх когда ключ закрыт, ноль - когда открыт, потом когда закрывается - выброс вольт этак на 2*Uвх, затем полка - Vr равная примерно Uвх + Uвых*Ктр, где Ктр - коэфф.трансформации от первичной к выходной обмотке, потом - колебательным процессом - возврат от Vr к Uвх.
Нет, не так на ключе Вы получите Vds=Uвх + Vr + индуктивный выброс. Клемпер именно и борется с этим индуктивным выбросом. Если транс сделать правильно, то выброс имеем не большой и фактически можно работать без клемпера, или же рассеять на нем минимум. Почитайте AN-32 от TOPSwitch. Там по флаю красивые картинки и формулы.
Цитата
..Собственно, известные мне подходы к расчету RCD демпфера, тяготеют к двум полюсам. Условно назову их методами «треугольника» и «экспоненты».
Единые обозначения:
C,R – компоненты демпфера;
L – индукт. рассеяния, I – макс.ток перв. обмотки, T – период, P – мощность на демпф. резисторе;
Uc, Uref; Up = Uc - Uref – напряжение демпф. емкости, «отраженное» напряжение и напряжение «выброса», соответственно.
................................................................................
...........................................
1. Любители «треугольника» предпочитают, чтобы Uc всегда было больше Uref и в первом приближении считают Uc постоянным. Величина C не критична, главное, чтобы произведение R*C было много больше T.
Тогда получается, в течение периода емкость разряжается постоянным током Uc/R, а заряжается треугольным током (среднее значение I/2 за время t = (I*L)/Up ), в начале обратного хода.
Средний за период ток заряда (I/2)*(t/T) = (L*I^2)/(2*T*Up).
Из равенства за период токов заряда и разряда, получают базовое выражение
Uc/R = (L*I^2)/(2*T*Up).
И другая очевидная формула
P = (Uc^2)/R.
Отсюда вытекает важное, но неприятное соотношение
P = ((L*I^2)/(2*T))*(1 + Uref/Up).
То есть, мощность на демпферном резисторе гораздо больше энергии (за период), запасаемой в индуктивности рассеяния..
Базовое выражение переписывают, как
R = (2*T*Up*Uc)/(L*I^2).
К вычисленному R подбирают C, чтобы постоянная времени была много больше периода T и был справедлив сам подход.
Напряжение пульсаций на емкости Uriple легко найти из равенства C*Uriple = (Uc/R)*T.
Отсюда Uriple = Uc*(T/(R*C)).
................................................................................
................................................
2. Сторонники «экспоненты» норовят так выбрать R и C, чтобы каждый раз к началу обратного хода напряжение Uc опускалось приблизительно до Uref.
Затем, получив очередной «пинок», взлетало на величину Up, снова опускалось до Uref и т. д. .
Вполне понятны принятые здесь базовыми соотношения:
C*((Uref + Up)^2 – Uref^2) = L*I^2;
T = R*C*ln((Uref + Up)/Uref);
P = (Uref^2)/R + (L*I^2)/(2*T).
Видим, что и тут поглощаемая демпфером мощность больше требуемой.
Однако (при равных Uref, Up, L, I ) здесь она раза в полтора-два получается меньше, чем в «треугольном» варианте.
Для определения номиналов компонентов демпфера базовые формулы переписываются, как
C = (L*I^2)/((Uref + Up)^2 – Uref^2);
R = T/ (C*ln((Uref + Up)/Uref).
................................................................................
................................................
Вся изложенная выше фигня хороша, и, возможно, где-то справедлива.
Единые обозначения:
C,R – компоненты демпфера;
L – индукт. рассеяния, I – макс.ток перв. обмотки, T – период, P – мощность на демпф. резисторе;
Uc, Uref; Up = Uc - Uref – напряжение демпф. емкости, «отраженное» напряжение и напряжение «выброса», соответственно.
................................................................................
...........................................
1. Любители «треугольника» предпочитают, чтобы Uc всегда было больше Uref и в первом приближении считают Uc постоянным. Величина C не критична, главное, чтобы произведение R*C было много больше T.
Тогда получается, в течение периода емкость разряжается постоянным током Uc/R, а заряжается треугольным током (среднее значение I/2 за время t = (I*L)/Up ), в начале обратного хода.
Средний за период ток заряда (I/2)*(t/T) = (L*I^2)/(2*T*Up).
Из равенства за период токов заряда и разряда, получают базовое выражение
Uc/R = (L*I^2)/(2*T*Up).
И другая очевидная формула
P = (Uc^2)/R.
Отсюда вытекает важное, но неприятное соотношение
P = ((L*I^2)/(2*T))*(1 + Uref/Up).
То есть, мощность на демпферном резисторе гораздо больше энергии (за период), запасаемой в индуктивности рассеяния..
Базовое выражение переписывают, как
R = (2*T*Up*Uc)/(L*I^2).
К вычисленному R подбирают C, чтобы постоянная времени была много больше периода T и был справедлив сам подход.
Напряжение пульсаций на емкости Uriple легко найти из равенства C*Uriple = (Uc/R)*T.
Отсюда Uriple = Uc*(T/(R*C)).
................................................................................
................................................
2. Сторонники «экспоненты» норовят так выбрать R и C, чтобы каждый раз к началу обратного хода напряжение Uc опускалось приблизительно до Uref.
Затем, получив очередной «пинок», взлетало на величину Up, снова опускалось до Uref и т. д. .
Вполне понятны принятые здесь базовыми соотношения:
C*((Uref + Up)^2 – Uref^2) = L*I^2;
T = R*C*ln((Uref + Up)/Uref);
P = (Uref^2)/R + (L*I^2)/(2*T).
Видим, что и тут поглощаемая демпфером мощность больше требуемой.
Однако (при равных Uref, Up, L, I ) здесь она раза в полтора-два получается меньше, чем в «треугольном» варианте.
Для определения номиналов компонентов демпфера базовые формулы переписываются, как
C = (L*I^2)/((Uref + Up)^2 – Uref^2);
R = T/ (C*ln((Uref + Up)/Uref).
................................................................................
................................................
Вся изложенная выше фигня хороша, и, возможно, где-то справедлива.
..Ключевое слово - возможно..
да, как ни хитри, а в демпфере мощность выделяется несколько больше , чем чисто по теории в Ls
Цитата(Microwatt @ Aug 22 2010, 03:27)
да, как ни хитри, а в демпфере мощность выделяется несколько больше , чем чисто по теории в Ls
Все расчеты направлены на подавление последствий от Ls.
Но есть и другие факторы. Собственная емкость транса, к примеру.
Емкости диодов, транзистора опять же.
Все учесть в простых расчетах невозможно, да и не нужно.
В процессе макетирования все параметры надо уточнять все равно.
Подскажите пожалуйста.
Проектирую флайбэк, выход 14в 5а. Трансформатор рассчитывался по статье Макашова, и наматывался по ней же - сначала первичка, потом питание и под конец вторичка в три провода, чтобы получить максимальную площадь перекрытия. На сердечнике Е30 с зазором 1мм получилось 47-4-4 витков соответственно при частоте в 110кГц. Все работает как надо, замечания только к снабберу.
По Макашову снаббер не делал, так как немогу найти мощный НЧ диод с нормированным временем восстановления, а СМД типа S1..3 перегреваются в некоторых режимах. Но даже такой снаббер толком не работает, причина следующая: если уменьшать резистор снаббера, должен и обрезаться выброс на стоке, меньше резистор - меньше выброс.
Но весь интерес в том, что выброс практически не обрезается, немного только закругляется на верху. Меряю напряжение на самом снаббере - все верно, если уменьшать резистор то и напряжение на снаббере уменьшается. Но на выброс на стоке это практически не влияет, самая первая иголка так и остается, даже если резистор уменьшить в ДВА раза.
Уже перепробовал что угодно, и номиналы конденсаторов менял, и диоды с соответствующим пересчетом резисторов - FR207 500nS и HER207 75nS. На всякий случай укажу оптимальные на мой взгляд номиналы - FR207, 10нФ и 30к
Проектирую флайбэк, выход 14в 5а. Трансформатор рассчитывался по статье Макашова, и наматывался по ней же - сначала первичка, потом питание и под конец вторичка в три провода, чтобы получить максимальную площадь перекрытия. На сердечнике Е30 с зазором 1мм получилось 47-4-4 витков соответственно при частоте в 110кГц. Все работает как надо, замечания только к снабберу.
По Макашову снаббер не делал, так как немогу найти мощный НЧ диод с нормированным временем восстановления, а СМД типа S1..3 перегреваются в некоторых режимах. Но даже такой снаббер толком не работает, причина следующая: если уменьшать резистор снаббера, должен и обрезаться выброс на стоке, меньше резистор - меньше выброс.
Но весь интерес в том, что выброс практически не обрезается, немного только закругляется на верху. Меряю напряжение на самом снаббере - все верно, если уменьшать резистор то и напряжение на снаббере уменьшается. Но на выброс на стоке это практически не влияет, самая первая иголка так и остается, даже если резистор уменьшить в ДВА раза.
Уже перепробовал что угодно, и номиналы конденсаторов менял, и диоды с соответствующим пересчетом резисторов - FR207 500nS и HER207 75nS. На всякий случай укажу оптимальные на мой взгляд номиналы - FR207, 10нФ и 30к
Цитата(Airman @ Jan 6 2013, 21:32)
Но на выброс на стоке это практически не влияет, самая первая иголка так и остается, даже если резистор уменьшить в ДВА раза.
Эта "самая первая иголка" насколько выше по амплитуде установившегося напряжения обратного хода? Если вольт на 20-40- нормально.
Вы смотрите на предельное напряжение ключа- насколько оно при повышенном входном и полной нагрузке далеко от допустимого. Запас бы хоть 20% иметь.
Диоды обычно используют UF4007, UF5408. НЕR208 я тоже применял, но несколько хуже. FR ,мне кажется, плоховаты для этого узла. Там не только время восстановления формально работает, там "мягкость" характеристики важна. Слишком хороший, быстродействующий диод может даже навредить, больше звона от резкой коммутации.
Ну и стоять эта цепочка должна поближе к обмотке. Слишком длинные тонкие дорожки могут заметно работу ухудшать.
Плохо намотанный трансформатор тоже проблемы усложняет. Мотают чаще всего полпервички, выход, вторую полпервичку. Иногда мотают и в один слой, если каркас широкий и все помещается в один слой при не очень толстых проводах. Или когда на КПД начхать в 5-10 ваттнике.
При плохой конструкции трансформатора индуктивность рассеивания велика и побороть это ( подавить энергию индуктивности рассеивания в демпфере) сложно, можно немного напряжение ОХ уменьшить (Ктр уменьшить), но КПД не улучшится.
Microwatt, спасибо за развернутый ответ, именно от Вас больше всего и ожидал услышать.
В том то и дело, что не на 20-40В, а чуть-ли не на 200. Ключ 600В, рассчетное обратное напряжение при 373В - 550В, где-то так и получилось. Но эта иголка (точнее даже не иголка, скорее колебание) при максимальной нагрузке доходит до 650В почти, транзистор что интересно работает, но естественно греется изза пробоя паразитного диода.
Разведено естественно все максимально близко, ток мимо цепочки не проходит. Первичка моталась именно в 1 слой, тоже думал в этом проблема, намотал еще один трансформатор в 2 слоя. По замерам индуктивность рассеивания меньше почти в 3 раза, но ситуация та же самая, первое колебание таки пролазит.
Спасибо за подсказку по диодам, завтра попробую. Просмотрел много схем, в частности PI часто используют именно относительно медленные FR. Может и вправду диод не успевает сработать и иголка пролазит, оттого выброс на ключе есть, а на самом снаббере его нет. Обязательно отчитаюсь.
В том то и дело, что не на 20-40В, а чуть-ли не на 200. Ключ 600В, рассчетное обратное напряжение при 373В - 550В, где-то так и получилось. Но эта иголка (точнее даже не иголка, скорее колебание) при максимальной нагрузке доходит до 650В почти, транзистор что интересно работает, но естественно греется изза пробоя паразитного диода.
Разведено естественно все максимально близко, ток мимо цепочки не проходит. Первичка моталась именно в 1 слой, тоже думал в этом проблема, намотал еще один трансформатор в 2 слоя. По замерам индуктивность рассеивания меньше почти в 3 раза, но ситуация та же самая, первое колебание таки пролазит.
Спасибо за подсказку по диодам, завтра попробую. Просмотрел много схем, в частности PI часто используют именно относительно медленные FR. Может и вправду диод не успевает сработать и иголка пролазит, оттого выброс на ключе есть, а на самом снаббере его нет. Обязательно отчитаюсь.
Очень большой выброс...
Ну, если не диод причиной, то RC цепь придется уточнять. Ее вообще-то нужно подобрать по волновому сопротивлению. Т.е при равных тау резистор и емкость имеют оптимум номиналов для наилучшего подавления колебаний.
Вообще-то рекомендовал бы полистать не только материалы PI. У контор ST,TI,ON тоже много полезных советов и хороших решений.
Иногда, снабберы во вторичной цепи и даже на вспомогательной обмотке убирают досадные иголки, которым и объяснение не сразу найдешь. Большинство таких трудностей - в намотке и разводке печати.
Да, аналоговая схемотехника немного колдовство, к сожалению. Когда найдешь причину - вроде все просто. Но доискаться порою...
Ну, если не диод причиной, то RC цепь придется уточнять. Ее вообще-то нужно подобрать по волновому сопротивлению. Т.е при равных тау резистор и емкость имеют оптимум номиналов для наилучшего подавления колебаний.
Вообще-то рекомендовал бы полистать не только материалы PI. У контор ST,TI,ON тоже много полезных советов и хороших решений.
Иногда, снабберы во вторичной цепи и даже на вспомогательной обмотке убирают досадные иголки, которым и объяснение не сразу найдешь. Большинство таких трудностей - в намотке и разводке печати.
Да, аналоговая схемотехника немного колдовство, к сожалению. Когда найдешь причину - вроде все просто. Но доискаться порою...
Цитата
Когда найдешь причину - вроде все просто. Но доискаться порою...
В серийном флайбэке с трансф. EF25 на 40-80Вт хорошо заработало сочетание RCD 300к-10нФ-S1M(или GS1M). Через емкость диода замечательно рекуперировалась энергия выброса обратно в обмотку. Остаточная амплитуда выброса 20-30В. И, самое интересное, нагрев диода значительно снизился после включения последовательно с диодом резистора 30-40ом. На этом резисторе, как я понял, демпфируются колебания высших порядков-монтажа и тд. Другие "медленные" диоды (100-500нс) работали хуже.
С "быстрым" диодом US1M снаббер работал как обычно-никакого выброса, но и 300к практически погоды не делал, надо было уменьшать до 40-80к, таким образом рекуперация отсутствовала и суммарный КПД системы был ниже.
Вообще, это увлекательное занятие-добирать последние копейки КПД, копейка отсюда, копейка оттуда...
О стабилитроне вместо RC из моего опыта ничего хорошего не скажу. В любом моём источнике от 5 до 100Вт мощности всегда удавалось подобрать RCD эффективней или не хуже чем стабилитрон.
Друзья, RCD элементарно рассчитывается, никакой черной магии с "волновыми сопротивлениями". За время прямого хода в индуктивности рассеяния Ls накапливается энергия W=0.5*Ls*I^2; I - ток в обмотке в момент закрывания ключа. После закрывания ключа эта энергия через диод почти полностью перейдет в конденсатор C, -рассеянием на относительно большом резисторе в этот момент пренебрегаем. Эта энергия должна зарядить конденсатор до некоторого напряжения, не слишком большого, чтобы не пробило ключ. Энергия конденсатора W=0.5*CU^2; приравниваем эти энергии и задаем максимально допустимое изменение напряжения на конденсаторе, рассчитываем его емкость: C = Ls * I^2/(Uc0^2 - Uc1^2). Дальше диод закрывается и за время до следующего закрывания силового ключа, энергия из конденсатора должна быть рассеяна резистором, чтобы в следующем цикле конденсатор мог принять новую "порцию" энергии. Без промежуточных выкладок привожу формулу для расчета резистора: R = -T/(C * ln(Uc1/Uc0)), где T - период переключения, Uc0 и Uc1 - начальное и конечное напряжение на конденсаторе. Напряжение на конденсаторе (относительно земли) никогда не должно быть ниже напряжения на стоке ключа во время обратного хода, иначе диод откроется и та энергия которая могла бы пойти в нагрузку будет греть резистор. Прилепляю картинку с эпюрами напряжений на стоке Vd и в точке соединения RCD снаббера Vc; Vp - напряжение питания, Vspike - максимальная "иголка" выброса, dVc - размах "пульсации" на конденсаторе, Vr - "отраженное" напряжение, Vmargin - запас на поддержание диода в закрытом состоянии, T- период коммутации ключа. В выражение для расчета резистора подставляются Uc0 = Vspike - Vp; Uc1 = Vr + Vmargin.
Попозже приведу пример расчета.
Попозже приведу пример расчета.
Цитата
Дальше диод закрывается и за время до следующего закрывания силового ключа, энергия из конденсатора должна быть рассеяна резистором, чтобы
С "медленным" диодом(время рассасывания заряда около 1мкс) всё происходит хитрее))
Пример для моего блока питания.
Дано:
Vp = 400 В;
Vr = 100 В;
Ls = 5 мкГн;
T = 10 мкс;
I = 1.4 A;
Задаем Vspike = 570 В (600-вольтовый MOSFET), запас Vmargin = 20 В.
Определяем начальное и конечное напряжения на конденсаторе:
Vc0 = Vspike - Vp = 570 - 400 = 170 В;
Vc1 = Vr + Vmargin = 100 + 20 = 120 В;
Считаем конденсатор:
С = Ls * I^2 / (Vc0^2 - Vc1^2) = 5e-6 * 1.4^2 / (170^2 - 120^2) = 6.8e-10. Емкость 680 пФ.
Считаем резистор:
R = -T/(C * ln(Uc1/Uc0)) = -1e-5 / (6,8e-10 * ln(120 / 170)) = 42221 Ом. Резистор 43 кОм.
В конце прикидываем мощность выделяемую на резисторе:
P ~= ((Vc0 + Vc1) / 2)^2 / R = 0.49 Вт, что соответствует мощности рассеяния P = (Ls * I^2)/(2 * T) = 0.49 Вт.
PS потом макетируем, смотрим что получилось и подбираем компонеты для выжимания того самого кпд...
В любом случае начальные элементы ставим расчетные. У airman'a большой спайк => либо мал конденсатор, либо велик резистор... Либо велико рассеяние трансформатора. Для минимизации рассеяния вторичку надо располагать между двумя половинами первички (можно наоборот, но я такого не встречал), зазор - только на центральном керне сердечника, равномерное заполнение окна по высоте...
P.P.S. Отредактировал посты, чтобы не было путаницы.
Дано:
Vp = 400 В;
Vr = 100 В;
Ls = 5 мкГн;
T = 10 мкс;
I = 1.4 A;
Задаем Vspike = 570 В (600-вольтовый MOSFET), запас Vmargin = 20 В.
Определяем начальное и конечное напряжения на конденсаторе:
Vc0 = Vspike - Vp = 570 - 400 = 170 В;
Vc1 = Vr + Vmargin = 100 + 20 = 120 В;
Считаем конденсатор:
С = Ls * I^2 / (Vc0^2 - Vc1^2) = 5e-6 * 1.4^2 / (170^2 - 120^2) = 6.8e-10. Емкость 680 пФ.
Считаем резистор:
R = -T/(C * ln(Uc1/Uc0)) = -1e-5 / (6,8e-10 * ln(120 / 170)) = 42221 Ом. Резистор 43 кОм.
В конце прикидываем мощность выделяемую на резисторе:
P ~= ((Vc0 + Vc1) / 2)^2 / R = 0.49 Вт, что соответствует мощности рассеяния P = (Ls * I^2)/(2 * T) = 0.49 Вт.
PS потом макетируем, смотрим что получилось и подбираем компонеты для выжимания того самого кпд...
В любом случае начальные элементы ставим расчетные. У airman'a большой спайк => либо мал конденсатор, либо велик резистор... Либо велико рассеяние трансформатора. Для минимизации рассеяния вторичку надо располагать между двумя половинами первички (можно наоборот, но я такого не встречал), зазор - только на центральном керне сердечника, равномерное заполнение окна по высоте...P.P.S. Отредактировал посты, чтобы не было путаницы.
Цитата(stas00n @ Jan 7 2013, 20:33)
макетируем, смотрим что получилось
Flyback - топология, уже изначально оптимизированная по цене, поэтому выжимание кпд будет неизбежно в ущерб чему-то, например надёжности. В реальном мире существуют такие неприятности, как импульсные перенапряжения в сети. Для бытовой обстановки, к примеру, допускаются перенапряжения второй категории - это 1,5 кВ. Поэтому MOSFET надо выбирать с Vbrds не меньше максимального напряжения ограничения варистора, т.е. 700В и выше. Потом при минимальном входном напряжении делаем кз выхода и смотрим "иголку" на стоке - она будет выше, чем в рабочем режиме. Оную "иголку" режем RCD-снаббером так, чтобы при максимальном входном напряжении она не превысила Vbrds.
Ну и собс-но всё - измеряем кпд, какой получился, такой и получился.
Цитата(stas00n @ Jan 7 2013, 18:08)
Друзья, RCD элементарно рассчитывается, никакой черной магии с "волновыми сопротивлениями".
Не, давайте не путать черную магию с искусством, а искусство с ремеслом.
Вы все правильно расписали в двух постах. Правильнее просто некуда. Если бы компоненты были такими же правильными, все работало бы идеально.
Но есть емкость диода, его динамические параметры, нестабильная емкость обмотки, индуктивности дорожек... Все это иногда портит теоретически правильную картину.
Потому, при хорошем трансформаторе и малых мощностях оно иногда работает приемлемо сразу и особого внимания не занимает.
А иногда приходится повозиться, с идеализированным расчетом не совпадает. Возиться со схемой вовсе не значит шептать заклинания или не доверять Георгу Ому.
К теме добавлю еще, что обязательность 700-вольтового транзистора мне кажется преувеличенной. Практика показывает, что для нашей сети 220 вполне годятся доступные недорогие 600-вольтовики. Имею выборку не в одну тысячу источников и не менее чем в 150-200 населенных пунктах приблизительно за 7-8 лет. Правильно спроектированное достаточно надежно работает.
Да, отказы случаются, но это в большинстве подавляющем - экстраординарные ситуации - молния, статическая подача 380 и т.д. Короткие выплески вполне давятся балкером. Если уж на то пошло, то балкер на 400 вольт тоже тогда нужно менять на что-то в 1500вольт, если уж такие страсти с выплесками?
Для успокоения на эту тему ON выпустила апнот однотранзисторного прямоходовика с универсальным входом 110-220 на... 500-вольтовом транзисторе. А уж там-то напряжение на закрытом ключе - куда более серьезная проблема, чем во флае. ...
Кстати, по поводу влияния номиналов и типа снаббера в обратноходовике на кпд. Это влияние стремится к нулю при условии, что напряжение на RC цепи не "проваливает" ниже напряжения на стоке (в противном случае снаббер будет жрать лишнего). Если у обратноходового трансформатора индуктивность рассеяния первичной обмотки составляет, например 1% от индуктивности намагничивания, а мощность в нагрузке, например 100Вт, то в первичке мы имеем 1 Вт "лишней" мощности, который надо куда-то деть, пока она не пробила ключ. А уж куда мы этот ватт будем поглощать - в резистор ли или в TVS диод, в общем-то по барабану, на кпд это никак не отразится в сторону увеличения последнего Если только придумаем какую хитрую работоспособную схему рекуперации, но это уже за рамками flyback топологии и ее снабберов.
Исходя из этого предлагаю простой, неакадемический метод подбора элементов снаббера.
1. Берем конденсатор с ба-а-альшим запасом по емкости, хоть с 10х, хоть с 1000х кратным запасом - кашу маслом не испортишь
2. Берем диод любой проходящий по напряжению и току, быстрый или медленный - не очень важно. Медленный хорошо задавит ВЧ колебания (возможно это лучше с точки зрения помехоэмиссии БП) и примет на себя часть мощности потерь рассеяния.
3. Резистор ставим такой, чтобы при напряжении чуть больше отраженного рассеивал ровно столько процентов мощности нагрузки, сколько индуктивность рассеяния составляет от индуктивности намагничивания. Если индуктивность рассеяния неизвестна или взяли медленный диод - берем переменный резистор
ползунок в положение минимального сопротивления.
4. Убеждаемся при помощи осциллографа, что напряжение на RC цепи все время больше напряжения на стоке во время обратного хода (без учета выброса). Если меньше - увеличиваем резистор пока не станет больше.
5. Измеряем напряжение на резисторе - можно мультиметром, т.к. если емкость большая - напряжение почти постоянное, измеряем сопротивление резистора. Считаем выделяемую на нем мощность потерь. Если много - перематываем трансформатор. Если мало (меньше полватта, например) - выкидываем RCD, ставим вместо него подходящий TVS диод.
Если только придумаем какую хитрую работоспособную схему рекуперации, но это уже за рамками flyback топологии и ее снабберов.Исходя из этого предлагаю простой, неакадемический метод подбора элементов снаббера.
1. Берем конденсатор с ба-а-альшим запасом по емкости, хоть с 10х, хоть с 1000х кратным запасом - кашу маслом не испортишь
2. Берем диод любой проходящий по напряжению и току, быстрый или медленный - не очень важно. Медленный хорошо задавит ВЧ колебания (возможно это лучше с точки зрения помехоэмиссии БП) и примет на себя часть мощности потерь рассеяния.
3. Резистор ставим такой, чтобы при напряжении чуть больше отраженного рассеивал ровно столько процентов мощности нагрузки, сколько индуктивность рассеяния составляет от индуктивности намагничивания. Если индуктивность рассеяния неизвестна или взяли медленный диод - берем переменный резистор
ползунок в положение минимального сопротивления.4. Убеждаемся при помощи осциллографа, что напряжение на RC цепи все время больше напряжения на стоке во время обратного хода (без учета выброса). Если меньше - увеличиваем резистор пока не станет больше.
5. Измеряем напряжение на резисторе - можно мультиметром, т.к. если емкость большая - напряжение почти постоянное, измеряем сопротивление резистора. Считаем выделяемую на нем мощность потерь. Если много - перематываем трансформатор. Если мало (меньше полватта, например) - выкидываем RCD, ставим вместо него подходящий TVS диод.
Цитата(stas00n @ Jan 8 2013, 01:47)
А уж куда мы этот ватт будем поглощать - в резистор ли или в TVS диод, в общем-то по барабану, на кпд это никак не отразится в сторону увеличения последнего
Это не совсем так. RCD цепочка ограничивает напряжение не на строго фиксированном уровне. Оно плавает в зависимости от входного напряжения - при высоком входном напряжении оно будет снижаться, а при низком - повышаться. TVS всегда ограничивает напряжение на одном уровне.
Цитата(wim @ Jan 8 2013, 00:34)
допускаются перенапряжения второй категории - это 1,5 кВ. Поэтому MOSFET надо выбирать с Vbrds не меньше максимального напряжения ограничения варистора, т.е. 700В и выше.
Совсем короткие импульсы давятся входным фильтром, а длительные перепады должны просто выключать модулятор. 600 вольтовый mosfet пока еще держит преимущество по соотношению цена/rdson/паразитные емкости.
Цитата
Это не совсем так. RCD цепочка ограничивает напряжение не на строго фиксированном уровне. Оно плавает в зависимости от входного напряжения - при высоком входном напряжении оно будет снижаться, а при низком - повышаться. TVS всегда ограничивает напряжение на одном уровне.
Не, входное напряжение не влияет никак, у нас же снаббер работает на напряжении "отраженное" плюс шпилька, а отраженка постоянна - выходное напряжение на коэффициент трансформации. Вообще, RCD снаббер эффективнее, чем TVS, если правильно выбран диод - часть энергии из кондера снаббера передается в нагрузку за время, пока диод снаббера не восстановился (если нарисовать эквивалентную схему в период восстановления диода, то видно, что кондер снаббера с более высоким потенциалом через невосстановленный диод и транс просто подключен к нагрузке). Обычно диоды с восстановлением в 300-400 нан ведут себя вполне адекватно.
На энергию, рассеиваемую в снаббере, сильно влияет куча всяких паразитных параметров - например, паразитная емкость транса/транзистора и паразитная индуктивность выходных цепей до кондера, так что считать действительно можно только приблизительно
Цитата(Bludger @ Jan 8 2013, 10:36)
Не, входное напряжение не влияет никак, у нас же снаббер работает на напряжении "отраженное" плюс шпилька, а отраженка постоянна - выходное напряжение на коэффициент трансформации.
Во флае? Вы ничего не перепутали?
Цитата(Microwatt @ Jan 8 2013, 02:03)
Практика показывает, что для нашей сети 220 вполне годятся доступные недорогие 600-вольтовики. Имею выборку не в одну тысячу источников и не менее чем в 150-200 населенных пунктах приблизительно за 7-8 лет.
Цитата(Microwatt @ Jan 8 2013, 02:03)
Короткие выплески вполне давятся балкером. Если уж на то пошло, то балкер на 400 вольт тоже тогда нужно менять на что-то в 1500вольт, если уж такие страсти с выплесками?
Цитата(halfdoom @ Jan 8 2013, 08:00)
Совсем короткие импульсы давятся входным фильтром, а длительные перепады должны просто выключать модулятор. 600 вольтовый mosfet пока еще держит преимущество по соотношению цена/rdson/паразитные емкости.
Не уверен, что понял, что такое «балкер», но выбросы давятся варистором. Обычно в сети 220В используют варистор с напряжением 275VAC – у него максимальное напряжение ограничения примерно 700В. Такое напряжение будет на ключе в наихудшем случае. Дальше каждый разработчик выбирает коммерчески приемлемый уровень риска. TOPSwitch и Viper имеют ключи, соответственно, на 700В и 730В. ICE2 предлагает ключ на 600В и Rdson в несколько раз меньшее по сравнению с TOPSwitch. Очень привлекательно. Была только одна проблема (один раз, но этого хватило) – в многотысячной партии источников питания треть айсов взорвалась при подаче питания. Понятно, что китайцы где-то нарушили техпроцесс, может в пластинах чуть больше примесей оставили, чем надо. Но, ПМСМ, при таких экстремально привлекательных характеристиках это неизбежно.
Как в старом советском анекдоте: Чиним телевизоры быстро, качественно, недорого. Выберите два любых пункта.
Цитата(halfdoom @ Jan 8 2013, 11:26)
Во флае? Вы ничего не перепутали?
Да вроде нет
У нас же снаббер подключен параллельно обмотке, работает только во время обратного хода, и на обмотке оттрансформированное выходное напряжение, в обычных случая стабилизированное.. В сетевом флае отраженка обычно вольт 150-180, и 220-вольтовый TVS - вот и получается шпилька 40-70В, независимая от входа. А относительно земли на "нижнем" конце транса (ну, и на стоке) - там действительно входное плюс отраженка плюс шпилька..Цитата(wim @ Jan 8 2013, 11:36)
Не уверен, что понял, что такое «балкер», . ICE2 предлагает ключ на 600В и Rdson в несколько раз меньшее по сравнению с TOPSwitch. Очень привлекательно.
Балкер - электролит фильтра после выпрямителя. Чтобы он подзарядился на вольт 20-30 нужна заметная энергия, коммутационные иголки это не сделают.
Варисторы по входу - да, тоже средство, но не очень популярное. Не так уж дороги вроде варисторы, но характеристики с очень большим разбросом делают их малополезными практически.
ICE2 - вроде 650 вольт, не 600. У меня очень хорошие впечатления от этой линейки. Но снята вроде с производства, остатки резко подорожали, а ICE3 пока дороги. Будем ждать. Кстати, имею неликвиды штук 300 ICE2А765 да простится мне это упоминание.
В ICE2 и ТОРы далеко не все вписывается. По-прежнему, множество источников делают на россыпи, с отдельными ключами. Дешевле и по многим технологическим параметрам лучше.
Цитата(Microwatt @ Jan 8 2013, 23:16)
ICE2 - вроде 650 вольт, не 600. У меня очень хорошие впечатления от этой линейки. Но снята вроде с производства, остатки резко подорожали, а ICE3 пока дороги. Будем ждать.
Как говорят юристы, читайте документ до конца.
А для ICE3 просто назначили реалистичную цену.
Цитата(Bludger @ Jan 8 2013, 11:39)
Да вроде нет
RCD или TVS cнаббер давит выброс от индуктивности рассеяния, а энергия запасенная в ней зависит от входного напряжения.
Цитата(halfdoom @ Jan 9 2013, 08:14)
RCD или TVS cнаббер давит выброс от индуктивности рассеяния, а энергия запасенная в ней зависит от входного напряжения.
Ну, во-первых, в снаббере рассеивается вовсе не энергия, запасенная в индуктивности рассеяния. Индуктивность рассеяния задерживает процесс переключения тока во вторичные цепи, и ток намагничивания течет в снаббер, пока ток в выходной цепи не нарастет.
А во-вторых, в дисконтинусном флае ток в первичке от входного напряжения не зависит..
Все, проблема решилась установкой второго конденсатора 10нФ (итого 20нФ) - заработали все диоды, и FR, и HER, и UF. Пропали практически полностью осцилляции после первого выброса, красиво.
Остановился на трансформаторе с первичкой в 2 слоя, не технологично, но активные потери в обмотке значительно меньше, хотя-бы поэтому.
Диод FR207 греется, резистор хотя-бы 5 Ом надо ставить последовательно с конденсатором, при 10 Ом нагрева практически совсем нет. Без резистора температура доходит до критической и диод начинает проводить в обе стороны, по осциллографу очень хорошо видно этот момент. Надо будет еще на плате предусмотреть такую разводку, чтобы он поменьше грелся резисторами снаббера.
Итого получилось FR207 20нФ+5Ом и 30кОм. Выброс на уровне 580В, максимальное рассчетное обратное напряжение 550В при 373VDC входящего.
Остановился на трансформаторе с первичкой в 2 слоя, не технологично, но активные потери в обмотке значительно меньше, хотя-бы поэтому.
Диод FR207 греется, резистор хотя-бы 5 Ом надо ставить последовательно с конденсатором, при 10 Ом нагрева практически совсем нет. Без резистора температура доходит до критической и диод начинает проводить в обе стороны, по осциллографу очень хорошо видно этот момент. Надо будет еще на плате предусмотреть такую разводку, чтобы он поменьше грелся резисторами снаббера.
Итого получилось FR207 20нФ+5Ом и 30кОм. Выброс на уровне 580В, максимальное рассчетное обратное напряжение 550В при 373VDC входящего.
Цитата(Bludger @ Jan 9 2013, 08:48)
Ну, во-первых, в снаббере рассеивается вовсе не энергия, запасенная в индуктивности рассеяния. Индуктивность рассеяния задерживает процесс переключения тока во вторичные цепи, и ток намагничивания течет в снаббер, пока ток в выходной цепи не нарастет.
Ого, толчки подземные! А что же там рассеивается? Это же полный переворот в теории флая.
Предположим, что это так. Тогда почему совершенно одинаковые по виткам, зазору и магнитопроводу трансформаторы разительно отличаются по этой самой энергии, в разы? Зачем люди маются особыми способами намотки, упорно уменьшая индуктивность рассеивания, насколько возможно?
Ток намагничивания во флае нуждается в пояснении. Это понятие в обратноходовом стабилизаторе как-то до сих пор не употреблялось.
Что до "пока ток во вторичной цепи не нарастет" тоже непонятно. А с чего бы ему тормозиться? Нет видимых причин.
Диод выпрямителя во вторичке зачастую более быстродействующий , чем в снаббере. Да и открываются все диоды достаточно быстро, вопросы всегда с их запиранием.
Магнитное поле тоже совершенно не понимает в какую обмотку сбросить сейчас ему энергию - первичную, вторичную или еще какую.
Гипотезу эту нужно дополнительно пояснить или отбросить.
Цитата(Airman @ Jan 9 2013, 22:00)
Все, проблема решилась установкой второго конденсатора 10нФ (итого 20нФ) - заработали все диоды, и FR, и HER, и UF. Пропали практически полностью осцилляции после первого выброса, красиво.
Т.е. трансформатор намотан так безобразно, с такой индуктивностью рассеивания, что емкость в 10нФ просто не могла впитать в себя всю энергию, как не разряжай ее резистором предварительно.
Ну, когда докопаешься до причины, так вроде и все просто, я об этом говорил раньше.
Поздравим Вас с успехом!
Цитата(Microwatt @ Jan 10 2013, 04:29)
Т.е. трансформатор намотан так безобразно, с такой индуктивностью рассеивания, что емкость в 10нФ просто не могла впитать в себя всю энергию, как не разряжай ее резистором предварительно.
Ну, когда докопаешься до причины, так вроде и все просто, я об этом говорил раньше.
Поздравим Вас с успехом!
Ну, когда докопаешься до причины, так вроде и все просто, я об этом говорил раньше.
Поздравим Вас с успехом!
Благодарю
.Вот трансформатор меня и беспокоит, вроде все верно мотал. Сейчас намотан с 2х-слойной первичкой, причем намотка Z-образная, для снижения емкости.
Последовательность намотки:
- пол-первички (23витка 0,3),
- изоляция (желтый клейкий ПЭТ для трансов) 1 слой,
- самопитание (4витка 0,3),
- изоляция (желтый клейкий ПЭТ для трансов) 3 слоя,
- вторичка (4витка 0,7 в три провода для максимальной площади сцепления),
- изоляция (желтый клейкий ПЭТ для трансов) 3 слоя,
- пол-первички (23витка 0,3),
- изоляция (желтый клейкий ПЭТ для трансов) 1 слой,
Сердечник P4 (или P3, неуверен) E30/15/7, каркас горизонтальный, зазор 1мм (прокладки бумага 0,5мм). Индуктивности обмоток совпали с расчетными. Может быть проблема в этих прокладках, но сейчас только эти сердечники есть, может быть попробую в плане эксперимента вручную зазор в центральном керне пропилить.
Индуктивность рассеяния почему-то не могу измерить. Закоротил (пайкой) все вторички, на всех диапазонах измерения в приборе (100Гц и 1кГц) показывает разные на порядок цифры. При 100Гц - 218мкГн, при 1кГц - 93мкГн. Это при рассчетной индуктивности первички в 225мкГн. Хочу напомнить, что индуктивность первички меряется правильно, совпадает с рассчетной.
Цитата(Bludger @ Jan 9 2013, 07:48)
Ну, во-первых, в снаббере рассеивается вовсе не энергия, запасенная в индуктивности рассеяния.
Не знаю о каком конкретно снаббере вы рассуждаете, но здесь речь идет о RCD ограничителе.
Цитата(Bludger @ Jan 9 2013, 07:48)
А во-вторых, в дисконтинусном флае ток в первичке от входного напряжения не зависит..
Ну при чем тут ток?
Цитата(halfdoom)
RCD или TVS cнаббер давит выброс от индуктивности рассеяния, а энергия запасенная в ней зависит от входного напряжения.
Цитата(Airman @ Jan 10 2013, 06:32)
При 100Гц - 218мкГн, при 1кГц - 93мкГн. Это при рассчетной индуктивности первички в 225мкГн. Хочу напомнить, что индуктивность первички меряется правильно, совпадает с рассчетной.
Это очень много. Чем измеряете?
Цитата
Это очень много. Чем измеряете?
http://pro-radio.ru/measure/4319/
На измеритель нареканий вроде как небыло у меня, впервые такое. Меряю всегда на 1кГц и последовательной системе замещения, вкладывается в 3% на прицизионных индуктивностях.
Может быть что-то не так меряю, но и отрицать то что транс плохой не могу, неспроста конденсатор большой такой получился, на схемах аналогичной мощности, что я видел - больше 10нФ нигде не применяется.
Сейчас разрисовываю на бумажке обмотки и их направление с фазировкой, на горизонтальном каркасе (выводы с разных сторон) легко напутать. Может быть в этом дело, хотя формально все работает, фазировку проверял поочередно соединяя начало-конец разных обмоток и замеряя индуктивность, растет или падает.
Цитата
Ого, толчки подземные! А что же там рассеивается? Это же полный переворот в теории флая.
Предположим, что это так. Тогда почему совершенно одинаковые по виткам, зазору и магнитопроводу трансформаторы разительно отличаются по этой самой энергии, в разы? Зачем люди маются особыми способами намотки, упорно уменьшая индуктивность рассеивания, насколько возможно?
Ток намагничивания во флае нуждается в пояснении. Это понятие в обратноходовом стабилизаторе как-то до сих пор не употреблялось.
Что до "пока ток во вторичной цепи не нарастет" тоже непонятно. А с чего бы ему тормозиться? Нет видимых причин.
Диод выпрямителя во вторичке зачастую более быстродействующий , чем в снаббере. Да и открываются все диоды достаточно быстро, вопросы всегда с их запиранием.
Магнитное поле тоже совершенно не понимает в какую обмотку сбросить сейчас ему энергию - первичную, вторичную или еще какую.
Гипотезу эту нужно дополнительно пояснить или отбросить.
Предположим, что это так. Тогда почему совершенно одинаковые по виткам, зазору и магнитопроводу трансформаторы разительно отличаются по этой самой энергии, в разы? Зачем люди маются особыми способами намотки, упорно уменьшая индуктивность рассеивания, насколько возможно?
Ток намагничивания во флае нуждается в пояснении. Это понятие в обратноходовом стабилизаторе как-то до сих пор не употреблялось.
Что до "пока ток во вторичной цепи не нарастет" тоже непонятно. А с чего бы ему тормозиться? Нет видимых причин.
Диод выпрямителя во вторичке зачастую более быстродействующий , чем в снаббере. Да и открываются все диоды достаточно быстро, вопросы всегда с их запиранием.
Магнитное поле тоже совершенно не понимает в какую обмотку сбросить сейчас ему энергию - первичную, вторичную или еще какую.
Гипотезу эту нужно дополнительно пояснить или отбросить.
Посмотрите, пожалуйста, на первой страничке этого поста, там ссылочка на мою статейку, там я эту тему постарался раскрыть
Цитата
Ну при чем тут ток?
Ток при том, что если рассматривать потери в снаббере как энергию, накопленную в индуктивности рассеяния - то эта энергия есть L*I^2/2. То есть при одной и той же индуктивности рассеяния не зависит ни от чего, кроме как от этого самого тока
Цитата(Bludger @ Jan 10 2013, 08:59)
Ток при том, что если рассматривать потери в снаббере как энергию, накопленную в индуктивности рассеяния - то эта энергия есть L*I^2/2. То есть при одной и той же индуктивности рассеяния не зависит ни от чего, кроме как от этого самого тока
Это справедливо для постоянной нагрузки. Для DCM вариация перемещается на выходную мощность и пиковый ток будет меняться в зависимости от нее.
Цитата(Bludger @ Jan 10 2013, 08:59)
Посмотрите, пожалуйста, на первой страничке этого поста, там ссылочка на мою статейку, там я эту тему постарался раскрыть
Ссылочка описывает процессы , опираясь на классическую теорию флая. Выброс порождается индуктивностью рассеивания и ничем другим.
О токе намагничивания я тоже там что-то упоминаний не увидел.
Заранее извиняюсь что превращаю тему в свой личный блог 
, но хочу сказать что то как выполнять зазор, по центральному керну или по наружным таки влияет на индуктивность рассеивания. Индуктивности обмоток абсолютно одинаковые, измерял. С центральным зазором у меня заработал и конденсатор 10нФ, нагрев резистора снаббера субъективно тоже уменьшился.
, но хочу сказать что то как выполнять зазор, по центральному керну или по наружным таки влияет на индуктивность рассеивания. Индуктивности обмоток абсолютно одинаковые, измерял. С центральным зазором у меня заработал и конденсатор 10нФ, нагрев резистора снаббера субъективно тоже уменьшился.
Цитата(Airman @ Jan 11 2013, 15:24)
хочу сказать что то как выполнять зазор, по центральному керну или по наружным таки влияет на индуктивность рассеивания.
Это верно, но не на столько же. При индуктивности первичной обмотки 225 мкГн, индуктивность рассеяния (в правильно сконструированном трансформаторе) не должна превышать 15-25 мкГн. С учетом наружных зазоров не более 30-35 мкГн. Скорее всего, что-то намудрили с первичной обмоткой.
Вообще-то считается, что зазор по центральному керну дает КПД трансформатора хуже, чем равномерный по всему сечению. Этому есть простое объяснение, раз одиночный зазор больше, то и "выпирание" магнитного потока за габарит сердечника больше. Больше потери на вихревые токи в обмотках.
Совсем маленьий, но вполне определенный, эффект есть также от размещения обмоток ближе к оси симметрии окна, не вплотную к магнитопроводу.
Каким боком тут индуктивность рассеивания - непонятно. Она должна зависеть только от взаимного расположения витков разных обмоток.
Прямое измерение индуктивности рассеивания проводили?
Совсем маленьий, но вполне определенный, эффект есть также от размещения обмоток ближе к оси симметрии окна, не вплотную к магнитопроводу.
Каким боком тут индуктивность рассеивания - непонятно. Она должна зависеть только от взаимного расположения витков разных обмоток.
Прямое измерение индуктивности рассеивания проводили?
Цитата(Microwatt @ Jan 11 2013, 21:22)
Прямое измерение индуктивности рассеивания проводили?
Вот в том-то и проблема, что сейчас все "на пальцах". Почему-то этот мой измеритель не меряет ее, возьму другой - тогда сообщу количественно.
Но факт в том что на одном и том же трансе (та самая обмотка с каркасом, тоесть) но с разными вариациями зазоров снаббер работает по разному - это точно. Индуктивности обмоток абсолютно одинаковые, как по микрометру так и по измерителю индуктивности. В случае с зазором по центральному керну достаточно 10н, в случае зазора во всех кернах - надо 20н ставить.
Может быть и 15н дадут тот же эффект, но интерес не столько в этом, а что влияет. Никаких металлических предметов возле зазоров на расстоянии ближе 2см нет.
Сколько флаев не делал - 15...100Вт на 1...4 напряжений - всегда выброс на снаббере был в пределах расчётного ±10%, намотка трансформатора по общепринятым методам, с краевой изоляцией и зазором в центральном керне. В расчёт закладываю индуктивность рассеивания 5мкГн и всё сходится.
Всё уже украдено до нас! (с)
А вы сидите мудрите что-то, ёмкости подбираете... Тут не ёмкость подбирать надо, а трансформатор правильно намотать.
RCD - мягкое демпфирование, ТВС диодом получается жёсткое ограничение со звоном, от которого телевизоры рядом начинают рябить.
Всё уже украдено до нас! (с)
А вы сидите мудрите что-то, ёмкости подбираете... Тут не ёмкость подбирать надо, а трансформатор правильно намотать.
RCD - мягкое демпфирование, ТВС диодом получается жёсткое ограничение со звоном, от которого телевизоры рядом начинают рябить.
Цитата(Airman @ Jan 10 2013, 08:41)
http://pro-radio.ru/measure/4319/
На измеритель нареканий вроде как небыло у меня, впервые такое. Меряю всегда на 1кГц и последовательной системе замещения, вкладывается в 3% на прицизионных индуктивностях.
На измеритель нареканий вроде как небыло у меня, впервые такое. Меряю всегда на 1кГц и последовательной системе замещения, вкладывается в 3% на прицизионных индуктивностях.
Для ориентировки: принесли два свеженамотанных трансформатора для флаев (EF22/25). Обмерял на частоте 1кГц. Первый - обычный на 5В, с разделенной первичкой: Lp=703 мкГн, Ls = 23 мкГн. Второй, на несколько выходных напряжений, первичка одним блоком и два электростатических экрана: Lp=816 мкГн, Ls=35 мкГн. Зазор в обоих только в центральном керне.
Цитата(Airman @ Jan 10 2013, 07:32)
Закоротил (пайкой) все вторички, на всех диапазонах измерения в приборе (100Гц и 1кГц) показывает разные на порядок цифры. При 100Гц - 218мкГн, при 1кГц - 93мкГн. Это при рассчетной индуктивности первички в 225мкГн. Хочу напомнить, что индуктивность первички меряется правильно, совпадает с рассчетной.
От частоты на которой прибор измеряет индуктивность рассеяния, при таком методе, сильно зависит её значение. Последний пример.
Трансформатор на ETD34. Первичная обмотка в один слой, bias и вторичная обмотка в один слой.
Индуктивность первички 375uH.
Ls 1kHz 72uH
Ls 10kHz 94uH
Ls 100kHz 7.66uH
Последний результат мне больше нравится.
Цитата(TAPAKAN @ Jan 30 2013, 16:20)
От частоты на которой прибор измеряет индуктивность рассеяния, при таком методе, сильно зависит её значение.
Ls 1kHz 72uH
Ls 10kHz 94uH
Ls 100kHz 7.66uH
Последний результат мне больше нравится.
Ls 1kHz 72uH
Ls 10kHz 94uH
Ls 100kHz 7.66uH
Последний результат мне больше нравится.
Сдается мне, что от частоты зависит не значение Ls, а цифры на показометре. Каким прибором измеряете? Последний результат не только Вам больше нравится, но он еще и больше похож на правду. Предположим, что Ls = 8 мкГн, а сопротивление обмотки R = 0,5 Ом. В этом случае на частоте 1 кГц XL << R, обмотка представляет собой практически активное сопротивление |Z| ≈ R, фазовый сдвиг близок к нулю. На 10 кГц XL ≈ R, сопротивление комплексное |Z| = (XL^2 + R^2)^0.5 , фазовый сдвиг около 45 градусов. И только на 100 кГц индуктивность по-настоящему становится индуктивностью: XL >> R, |Z| ≈ XL.
Есть подозрения, что в измерителе какой-то косяк с измерением фазового угла или с математикой, или сопротивление и индуктивность щупов вносят большую ошибку, - в двухпроводной измерительной схеме это запросто. Так что для малых индуктивностей более достоверными, думаю, следует считать показания на 100 кГц... Для проверки возьмите дроссель с известной индуктивностью, например 10 мкГн, подключите последовательно резистор, чтобы в сумме было сопротивление Вашей обмотки и измерьте на разных частотах. думаю, получите похожие результаты.
P.S.: для эксперимента резистор нужно брать с сопротивлением трансформатора, приведенным к первичной обмотке:
R = Rp + Rs * (Np/Ns)^2,
где R - приведенное сопротивление; Rp, Rs - сопротивления первички и вторички, Np, Ns - число витков первички и вторички, соответственно.
Такой инвертирующий преобразователь в качестве снаббера может быть? :
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Цитата(perfect @ Feb 3 2013, 17:59)
Такой инвертирующий преобразователь в качестве снаббера может быть? :
Может. Это вроде из какого-то патента.
Для просмотра полной версии этой страницы, пожалуйста, пройдите по ссылке.