Привет Всем. Необходимо спроектировать полумостовой инвертор, поэтому появилась задача спроектировать согласующий трансформатор. Намотал его на зеленом кольце с размерами 14х8х6, работает по двухтактной схеме включения. Первичная обмотка состоит из двух полуобмоток по 35 витков, вторая и третья обмотки с тем же количеством витков, диаметр провода везде 0,25 мм. частота работы 40 кГц. Но появилась такая проблема, при работе на холостом ходу форма импульсов прямоугольная, длительность фронтов 150 наносекунд. Но как только я подключаю трансформатор к затворам транзисторов форма импульсов искажаетсяЮ и при этом длительность фронтов становится равной 2 микросекундам. Объясните мне пожалуйста почему это происходит. транзисторы VT1 VT2 - C945 , силовые транзы VT3 VT4 IRG4PC40W

Силовые транзисторы имеют большую емкость затвор исток, и тока транзисторов VT1 и VT2 не хватает для перезарядки этой ёмкости.

Плюс к вышесказанному нагрузка на трансформатор большая (R7 и R8 22 Ом!), провода для намотки тонкие.
Вообще при управлении мостом (полумостом) удержание нижнего транзистора в закрытом состоянии должно по моему мнению происходить активным методом, а не так как на схеме, бросив затвор на произвол судьбы через два сопротивления по 22 Ом.

Диоды VD1 и VD2 уберите. И резисторы параллельные обмоткам. MOSFET не боится отрицательного напряжения на затворе (если обратное не оговорено отдельно). Главное не превышайте Vgs max.

Если на вториче трансформатор на ХХ вы видите прямоугольники - это уже хороше. Под нагрузкой у вас просто ограничение по току идет. вам нужно:
1. пересчитать резисторы R5 и R6 - уж очень большие. Невидно питания, и непонятно что за биполярные транзисторы а такбы прикинул(если 12В и h=50 то R нужно около 600 Ом).
2. Поставить параллельно резисторам конденсаторы на 100пФ...510пФ
3. R7 и Р8 нужно увеличить хотябы до 1кОм.
4. диоды в затворах убрать убрать.
5. Поставить супресоры на 15В между затвором и эммитером транзисторов ВТ3 и ВТ4.

В общем карявая схема. Диплом чтоли?

Посмотрите как сделана подобная цепочка вот здесь sluu421a.pdf (в поисковике вбейте)

+1. R7 и R8 увеличьте до нескольких кОм, параллельно затвор - эмиттер каждого ключа поставьте симметричный сапресор на 18В. Когда выполните все вышеуказанные действия, до подачи высокого убедитесь, что на затворы не пролазят короткие пички при выключении противоположного ключа, иначе будет сквозняк по стойке полумоста. У меня такое было, справился подключением стабилитрона на 3.3В в те места, где у Вас сейчас стоят диоды, только анодом к резистору, катодом к обмотке. Думаю, объяснять смысл сего действия не нужно. Возможно, придётся несколько домотать вторичные обмотки, если напряжение управления окажется менее 12В.

Выходы TL494 — это нескоммутированные биполярники, поэтому, чтобы вообще хоть что-то работало, их эмиттеры нужно обязательно притянуть к земле соответствующими резисторами (делителями) так, чтобы токи баз драйвера трансформатора были хотя бы 1/20 токов их коллекторов, т.е. чтобы 2 А ушло в затворы здесь нужно 100 мА. И биполярники драйвера нужны такие, которые могут держать в импульсе этот ток по паспорту.

Приплыли
Хоть кто-нибудь, хоть что-нибудь считал? Если увеличить R7,R8 до килооома, то что сделает ток намагничивания трансформатора в паузе между импульсами? Правильно - откроет другой транзистор! А это нам надо? А ток намагничивания (даже если зелёный сердечник - М2000НМ, например) может достигать 20-30мА, а напряжение на затворе в паузе ... О-го-го! А чем будем выравнивать несимметрию трансформатора? Правильно - именно этими резисторами. Так что чтобы ОНО работало R7,R8 лучше не трогать или увеличить раза в два (с учётом удаления диодов), чтоб транзистор в паузе не открывался.
Если зацепиться именно за эту схему то:
- R5,R6 уменьшить раз в 5-10 (об этом уже говорили) и зашунтировать конденсаторами (а лучше разбить на 2 половины и одну половину зашунтировать),
- эмиттер-база резисторы надо бы поставить ом эдак 500-1000 (для порядку),
- Диоды конечно же убрать.
Если не цепляться за эту схему, и конечное устройство дорогое, то стоит подумать об управлении двумя однотактными драйверами (нет проблем несимметрии трансформатора), тогда действительно резисторы R7,R8 будут не нужны да и потери на управление уменьшатся.
Видимо причиной ошибок в советах является использование большинством разработчиков более современных м/с от TI чем TL494 (у современных на выходе - стойка транзисторов), у которых из двух выходов легко делается мост, и тогда бы обмотка трансформатора на паузе закорачивалась и на транзисторы не попадало отпирающее напряжение, но проблема несимметрии всё равно остаётся.

Большое спасибо Всем за очень дельные советы, сделал все рекомендации данные Вами и в частности вместо VT1 VT2 поставил более мощные биполяры с3205 и ситуация стала лучше, фронты стали более крутыми, но осталась еще одна проблема - греются транзисторы VT1 и VT2 из за наличия сквозного тока. А возникает он у меня из за того что куда то пропадает дедтайм: т.е. между импульсами с выходов микрухи дедтайм есть, а вот между импульсами на коллекторах VT1 и VT2 его уже нет. Как с этим можно бороться? Длительность фронтов с выхода микры 100 нС, а с выходов транзисторов 150нС.



Нее. Диплом был бы так не надрывался бы

Не хватает скорости переключения(конечную схемы бы, а то советов было масса). Но в принципе - увеличить дедтайм.
А вообще TL494 мне лично не очень нравиться, а именно ее выходные каскады - "висящие" транзисторы. в вашем случае лучше использовать микросхему с push-pull выходом.

Сделай ещё меньше резисторы эмиттер-база даже 20-100 ом будет нормально, при отпирании через них утечка не большая. Эти транзисторы не имеют активного запирания (запираются пассивно резисторами эмиттер-база) и поэтому у них большое время рассасывания, может быть оно и съедает всю паузу (дедтайм).
TL494 довольно старая м/с (разработана в ~1976 г., я её лет 15 не трогаю уже) отсюда и все эти проблемы, советую взять что-нибудь по-новее - UC3825, UCC3808 и др. (тоже старые, но всё же... ).

В догонку. На место VT1, VT2 не попробовать ли 2N2222A, очень быстрый для таких применений импульсный транзистор, ток коллектора поменьше чем у с3205, за-то время рассасывания даже при 100 ом в базе не больше 0,4 мкс а уж про фронты я не говорю их можно и несколько впараллель поставить. Да и проверь что у тебя за сердечник в трансформаторе. Какая ндуктивность обмотки?

Например, поставить драйвер MIC4423. При этом первичная обмотка будет одинарная.
Кроме того, колечко хилое, да и между обмотками изоляцию надо делать нормальную, т.е. мотать проводом с хорошей изоляцией. При использовании 600 вольтовых транзисторов, вероятно, предполагается использовать сетевое напряжение.

Драйверов там два, вот если их поставить вместо транзисторов VT1 и VT2 и к их выходам подсоединить обмотку (одну, не со средней точкой) с последовательным резистором (для симметрирования транса, несколько ом), то можно продолжать эксперимент .

Изначально в схеме должна была применяться UC3825. но с ней как то у меня не заладилось - собрал на ней схему данную в даташите, единственно чего я не поставил были диоды шоттки на выходах микры. в итоге она не заработала. Потом, когда прочитал что она без них не запускается я их тоже поставил, но она так и не захотела работать. Не знаю, может я ее выводы просто спалил?

MIC4423 в наличии нет, есть IR4427 - она подойдет?

Вы бы не поленились найти описание на MIC4423 и сравнить с IR4427. Кроме того, посмотрите как она используется и вопрос отпадет. В MIC4423 два одинаковых драйвера между выходами которых включается первичная обмотка трансформатора.

Конечно спалил, на выходе нежные биполярные транзисторы .
Эта м/с (UC3825) с current mode, есть сложности с работой при коэфициентах заполнения импульсов более 0,5 и с плавным пуском (это решается), но вцелом очень надёжна. И всегда советую делать однотактные драйверы - больше компонентов, но меньше проблем, а в серьёзном, мощном источнике на цене не отразится.

Как я понял из описания оба они являются сдвоенными драйверами ключей нижнего уровня. При подаче на вход напряжения более 2.7 в на соответствующем выходе появляется уровень напряжения питания, а когда на входе напряжения нет, то и на выходе нет. Отличие у микросхем лишь в максимальном выходном токе.
Вроде бы все. Или я что то упустил?



MikeSchir спасибо за информацию , надо будет опять начать эксперименты с этой микрой.

Нажмите для просмотра прикрепленного файлаНажмите для просмотра прикрепленного файла
Упустили, например отсутствие диодов на выходе драйвера 4427, что может привести к неисправности аналогичной произошедшей у Вас с UC3825.

А МОП-транзисторы не содержат такие диоды поумолчанию? А потом принципиальная схема - это, всего лишь, схема
У 3825 на выходах биполярные транзисторы и у них таких диодов нет, ну разве что, коллекторные переходы, но они, к сожалению, откроются только после пробоя эмиттерных переходов или ещё чего-нибудь.

В общем по причине отсутствия MIC4423 я все таки попробовал собрать схему на 4427. То что у меня получилось видно на картинке. Это осцилограмма напряженя ХХ на вторичной обмотке. Я так понимаю, это связано с тем, что у меня слишком большая индуктивность транса?

Забыл добавить рисунок

Приличная картина, а ступеньки рисует видимо сам осцил, либо земля слабая, либо наводка идёт. Я слышал что такое исправляется подключением осцила через разделительный транс в сеть. А передний тычёк гасится стабилитроном по входу. Когда большая индуктивность транса тычёк шире и имеет вид затухающих колебаний, у вас скорее маленькая, чем большая. И попробуйте нагрузить транс резистором Ом 50, картина будет получше.

Как же, всё таки, выглядит окончательная схема? А то лечить по телефону, сами понимаете...
Да, и если есть подозрения на большую индуктивность, не плохо бы сказать: какая она?
Всё вылечим
По осциллограмме. Можно сказать что это действительно ХХ, и бОльшая амплитуда связана с тем, что в это время проводят диоды (а не транзисторы) и энергия накопленная в трансе возвращается, а амплитуда увеличивается на величину падения на диодах. За тем идет скачок - запирание диода и спад соответствующий росту тока намагничивания. За тем пауза в течение, которой обмотка закорочена нижним транзистором и нижним диодом (видно, что нулевая полка смещена за счёт падения на диоде) и транс не размагничивается. И снова...
Все это правда, если схема такая, как я думаю.
Поставить 50 Ом? Зачем? Цель то ведь - хорошо управлять МОПтранзистором.

окончательная схема практически то же самое что и в заголовке топика, единственное - в первичке теперь одна обмотка, включенная между выходами 4427. Какая индуктивность сказать не могу - мотал на сердечнике согласующего трансформатора от компового бп покрытого зеленой изолентой. число витков 60.

Ну так, если не секрет: схему в студию
Я очень долгое время работал в НИИ Радиокомпонентов, где одним из основных продуктов были дроссели и трансформаторы для злектроники, и, наверное, поэтому всегда очень уважительно отношусь к проектированию трансформаторов
...

это случайно не тот, который стоит в стабилизаторе 3,3 Вольта ?

Жесть! А почему именно 60? С таким же успехом можно было намотать и 6, и 600.

Схема в приложении. Извините что от руки. силовые тразисторы типа IRG4PC40W



често сказать не знаю, лежал уже разобранный.



мотал методом научного тыка . Если намотать больше исказится форма импульсов, меньше - фронты становятся менее крутыми.



Кстати крутизна импульсов на затворах транзисторов 200нс . Это нормально или нужно еще меньше.

Вот такой драйверок недавно разработал (это сильно сказано) и с успехом использовал в двухтактном сетевом конверторе. частота 60 кГц. при меньшей частоте требуется увеличение ёмкости С1. При зпирании ключа отрицательное смещение гарантировано. При низком Кзап отрицательное смещение вначале 2-3В, затем уменьшается до 0В. Питать драйвер от того же источника, что и шим контроллер, тогда гарантированно на затворе при открытии меньше 18В не будет (больше тоже не будет за счет сапрессора). Итого для полумоста (косого моста) таких драйверов требуется 2 штуки. Но и стоят они копейки. Кстати, такой драйвер прекрасно работает даже от м/сх типа TL494 и SG2524.Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Оцените разницу в размерах:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Модератор Herz.

То Herz: спасибо.

Serg SP, Какую длительность фронтов можно получить используя данную схему?

и еще у меня появилось еще два вопроса:

1. Стоит ли подавать на затвор 18В, если согласно графикам из даташита на транзистор, его максимальный коллекторный ток можно получить подав на затвор всего около 7ми вольт?

2. А нельзя ли организовать смешанное управление ключами - т.е. нижний ключ управляется напрямую от транзисторов, а верхний через трансформатор?

Длительность фронтов будет зависеть от полного заряда затвора. Я использовал с IRF840 (по-моему, около 60nC), длительность фронтов была около 120nS. Если подавать на затвор 7В, ключ рано или поздно сгорит, на этом участке транзистор не способен полностью открыться (считается, что менее 10В подавать уже опасно). Смешанное управление организовать, конечно, можно. Но нужно очень аккуратно разводить плату. К тому же обеспечить отрицательное смещение при запирании не получится (надёжность работы схемы ухудшается).
Вот сейчас подумал насчёт 7 Вольт. Какой транзистор планируете использовать? Часом не с логическим управлением?

Я буду использовать обычные транзисторы IRG4PC40W. По даташиту, при подаче на затвор 12В, на затворе появляется заряд 80нКл. Никак не могу сделать длительность фронтов менее 200 нс

Я длительность фронта считаю при открывании ключа от уровня 0В до 10В на затворе, т.к. при 10В транзистор уже с гарантией полностью открыт (характерную ступеньку от эффекта Миллера видно на уровне около 5В). Далее считать фронт нарастания до максимального напряжения, которое в реальной схеме есть, нет смысла, т.к. транзистор при превышении 10В с гарантией полностью открыт и в нём, начиная с 10В на затворе нужно учитывать только потери проводимости. То же самое при выключении, фронт считаем от 10В до 0В. Все современные MOSFET & IGBT не требуют отрицательного смещения на затворе при запирании, но лучше, если оно будет. Особенно при топологии мост/полумост.

Если считать от уровня 0 до 10и, то длительность подъема равна 200нс а спада 100 нс

ИМХО, вполне приемлемый результат, если рабочая частота не сотни кГц.

рабочая частота 24 кГц. Просто хотелось сделать фронты еще меньше, длительностью 50-80 нс

Не нужно стремиться к слишком быстрой коммутации. Могут появиться проблемы.

В общем, я тогда так все и оставлю, вроде бы ничего не греется. Спасибо Всем кто участвовал в помощи и особенно Serg SP

Рад, что мои советы были полезны. В своих разработках теперь буду использовать только драйвер по приведённой мной выше схеме (если не нужно будет рулить кирпичами с зарядом затвора 200 - 300 nC). Драйвер, конечно, не лишён недостатков: его нельзя использовать при Кзап более 0.5, он не способен раскачивать с большой скоростью транзисторы с большим зарядом (моё твёрдое убеждение, что до 100 кГц открывать/запирать ключи с фронтами на затворе менее 150 nS не нужно и даже вредно, впрочем, готов выслушать доводы тех, кто думает иначе). Но для сетевых конверторов до 1 кВт думаю, его можно юзать без проблем.

Между тем, я когда-то выкладывал уже:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

А кто будет удерживать ключ в запертом состоянии в статике? Да и в динамике при малых Кзап может получиться так, что при закрывающем импульсе с трансформатора напряжение будет 2-3 В. Хватит ли этого, чтобы драйверный мосфет разрядил затвор ключа?

Алтернативное решение

Ёмкость затвора. Решение проверено и хорошо работает до периодов статического состояния, измеряемых секундами.


Нет, тривиально, без изюминки.

Не согласен - вкус у авторов есть. И лень - двигатель мысли. Им же 25 раз надо было повторить схему драйвера.
и триггер держит уровень, невзирая на утечки.

Каждый драйвер со своим источником питания. Так каждый сможет. По два трансформатора, опять же. Маленькие (специально продемонстрировали!), но всё же... Да и затратно по энергии небось, особенно Х25. Хотя, это мелочи в общем.

Хороша, не спорю. Что там такое возле L1? Число витков N1=N2? Так у меня N2=2*N1. И я привык проверять на практике свои решения, что благополучно сделал. На затворе менее 10В в этом драйвере не бывет. Проверял с разными Кзап. Изюминка такого решения именно в соотношении числа витков N1 & N2. Т.к. менее 9В контроллер не запустится. Сапрессоры при работе очень тёплые, но не горячие. Единственное, что я для снижения потерь на нагрев сапрессоров сделал, - ограничил Uпит на уровне 11В.

до кучи...(перекликается с альтернативным вариантом)
http://www.google.com/url?sa=t&source=...N-fbILaiU0l9Htw

Ну не рекомендовал я этим драйвером двигать кирпичи с 20 нФ ёмкостью затвора. Раз в 8 меньше - да, превосходнейший результат управления. Вижу по впихиваемым в модели компонентам Ваше желание прикинуть сразу всё на сверкальник. Но ведь область силовой электроники не ограничивается сваркостроением.
В сетевом источнике до 1 кВт данный драйвер будет великолепно справляться со своими обязанностями.
Сделайте одолжение, забейте в модельку IRGP20B60PD (у этого ключа Свх=1570 пФ и по характеристикам он в полумосте до 1кВт будет в самый раз) и выложите на всеобщее обозрение.
ИМХО, чем меньше в драйвере на горячей стороне полупроводников, тем он (драйвер) более живуч (а вместе с ним и ключ будет менее горюч).