именно так.

не совсем понял идею "максимального устойчивого коэффициента усиления"...
это типа макс КУ при котором усилитель все еще стабилен? я чего переспрашиваю, этот коэф. - это как бы вообще принципиально возможный максимальный КУ для данного усилителя или просто некий стабильный КУ(не гарантированно 100% мах), который получился после проб и ошибок и это его просто так назвали?

Это не идея, а стандартный параметр усилителя. В англоязычных источниках - maximum stable gain. Отправлять к учебникам - банально, ликбез разводить влом.

Не, ну чего прям так отправлять...
Я никогда не пользовался этим параметром из-за того, что он не самый информативный, т.к. подразумевает идеальное согласование на входе и выходе. S21 гораздо интереснее(жизненнее), особенно применительно к активной антенне.

Тут есть один момент. S-параметры транзистора измерены производителем на плате с согласующими цепями. А вот что дает транзистор отдельно и как его входные характеристики сопрягаются с антенной – вопрос интересный.
Сделал в CST такую модель (геометрия несколько отличается от Вашей, но в первом приближении сойдет):

Длина одного плеча вибратора 190 мм, сопротивление порта 50 Ом. Сохранил характеристики в файл s1p и подставил в AWRDE:

S21 (ниже 100 МГц расчет недостоверный, так как S-параметры транзистора приводятся только от 100 МГц):

Но, насколько я понимаю, эта модель не будет соответствовать Вашей схеме. Нужно как-то исключить входную согласующую цепь, с которой в Avago измеряли транзистор.

Неправильно. Если бы S11 и S22 измерялись с настраиваемыми согласующими цепями, то они бы всегда были близки к нулю (согласующие цепи дя того и служат, чтобы минимизировать коэффициент отражения). На самом деле коэффициенты отражения S11 и S22 измеряются векторным анализатором оносительно стандартного волнового сопротивления 50 ом. При измерении S11 выход чеырехполюсника нагружается на активное сопротивление 50 ом и при измерении S22 ко входу подключается активная нагрузка 50 ом.
Расчет и настройка согласующих цепей исходя из реальных S-параметров возлагается на пользователя-разработчика. Он также принимает решение о необходимости применения согласующих цепей. Например, если в заданной полосе частот транзистор или усилитель имеет модуль S11 и S22 менее 0,3 (что соответствует приблизительно VSWR=1,9), то можно обойтись без согласующих цепей.
Надо сказать, методика расчета у Вас грамотная, задали импеданс диполя S-параметрами входного порта и далее в схемном симуляторе через модель транзистора... Я когда-то считал в маткаде по отдельным частотным точкам и тоже максимум усиления был где-то около 300MHz. Не могли бы показать emp-файл и s1p-файл диполя?

Кроме КСВ есть еще стабильность и коэф. шума, если КСВ ~ 1 антенного усилителя (на входе и/или выходе), то этого еще недостаточно, чтобы принять решение об отказе от цепей.

Pir0texnik:
И все-таки, хотя бы s1p-файл диполя выставите? Хочу сравнить со своими данными.
Что касается частот ниже 100MHz, я аппроксимировал S11 транзистора с учетом, что входная емкость остается такая же как и на 100MHz, а именно 5pF и активная часть входного сопротивления не меняется с понижением частоты.

Proffessor
Может быть, я ошибаюсь, но соображения следующие.
Datasheet на ATF-54143, страница 5:


То есть измерения проводились на плате с использованием Input Matching Circuit. Потери в этой цепи (0.3 дБ) были добавлены к измеренному коэффициенту передачи, а S11 и S22 цепи были ли исключены?
Параметры собственно транзистора без согласующих цепей не приведены. Сравните, например, с BF998 от NXP. Указаны и входная емкость, и входная проводимость, и SPICE модель есть, и т. п.


S-параметры заданы от 0.1 до 18 ГГц. Как вариант, невозможно хорошо согласовать транзистор с 50 Ом в таком широком диапазоне частот.


Файлы на работе, выложу завтра.

В аннотации под Fig.5 сказано, что такая схема включения использовалась для измерения только таких параметров как NF, Assiciated Gain, P1dB, OIP3, но ничего несказано об S-параметрах. И это правильно. Associated Gain всегда означает несогласованный коэффициент усиления. Те согласующие цепи на входе и выходе испытательной схемы скорее всего обеспечивают минимальный коэффициент шума и максимальное OIP3 начастотах до 2GHz.

И что же тут с хорошим коэффициентом согласовалось? Или все эти RLC для выравнивания этого самого VTG? Так это работает только с идеальным источником напряжения, чем в данном случае и не пахнет. Для работы с сильно укороченным радиатором вх.имп. усилителя д.б. как можно активнее и как можно больше, здесь же, судя по отсутствию ОС, он меньше 50акт. да еще и плюс, скорее всего, реактивный по самое не могу. Для верха еще туда-сюда, но для низа просто караул.

Рассуждаете жестоко, но правильно. Хотя неконструктивно.
Идеальные источники напряжения для того используются в расчетах, чтобы понимать, что будет происходить в случае неидеальных.
На частотах ниже 100MHz коэффициент согласования получается очень даже нехороший. По моим расчетам коэффициент согласования монотонно меняется от -48dB(30MHz) до -37dB(100MHz). При этом внешний шум меняется от +24dB*kT(30MHz) до +9dB*kT(100MHz). Эквивалентный шум транзистора на входе, рассчитанный через коэффициент шума (0,3dB) получается -11dB*kT. Для прикидочных расчетов неважно, что реальный коэффициент шума зависит от импеданса источника и здесь он будет другой. Внешний шум, приведенный ко входу через коэффициент согласования, будет от -24dB*kT(30MHz) до -28dB*kT. Это приводит к тому, что внешний шум будет провален на входе на 10-18dB относительно собственного шума транзистора, а это говорит о том, что потенциальная чувствительность по полю (чтобы был возможен прием на уровне внешнего шума) не реализована. Даже Роде-Шварц вряд ли решили эту проблему в своих аналогичных антеннах на нижних частотах. Здесь для выправления ситуации вижу два пути: менее шумящий транзистор (куда уж менее шумящий) или более длинный диполь. Какие будут другие предложения?
Кстати, здесь длина диполя выбиралась из соображений отсутствия искажения ДН (в вертикальной плоскости) на верхней частоте 1000MHz.

Кстати, Proffessor, а что думаете о том, что ВАХ ATF-54143 в даташите и ВАХ в ADS модели, скажем так не сильно похожи друг на друга... Кому верить ?



так согласованный или несогласованный??

ADS-ом не пользовался. Полагаю, что в ADS заложены идеализированные ВАХ (кусочная аппроксимация отрезками прямых линий) без учета локальных изгибов. Вполне распространенная нормальная практика.
Associated Gain - если точнее - несогласованный с точки зрения передачи мощности, но согласованный для минимизации коэффициента шума. Толковый словарь Webster's Online Dictionary дает определение: "The tuned gain of a device when it is biased for optimum noise figure. Source: European Union."
Как известно всему прогрессивному человечеству, согласование по шуму и согласование по коэффициенту усиления - две большие разницы. Но параметры нелинейности лучше всего измерять при настроенном минимальном коэффициенте шума, чтобы понимать, какой достижимый динамический диапазон в системе.
А где же файло s1p или z1p для диполя?

Cylinder_p.s1p – антенна из вчерашнего поста (высота половины вибратора 190 мм, ширина одного лепестка 25 мм).
Dipole_1.s1p – антенна с размерами из Вашего pcb-файла (треугольник из меди толщиной 1.5 мм, высота 140 мм, максимальная ширина 70 мм, минимальная ширина 2 мм, зазор между треугольниками 10 мм, без диэлектрика, сопротивление порта 50 Ом).
Ну и проект AWR.

Я задавался этим вопросом некоторое время назад. Только я в MWO строил ВАХ и для транзистора ATF55143 (здесь). Тоже не совпали и очень сильно. Товарищ делал генератор на 55143 и пользовался спайс моделью не обращая внимания на ВАХ. Параметры макета, по его словам, получились близко с моделированием. Сам собираюсь попробовать, проверить как оно считается с этой моделью, но все никак времени не найду.
Если можно выложите, пожалуйста, файл с моделированием ВАХ в ADS. Как-нибудь сравню с результатами моделирования ВАХ в MWO.

да, но вы не обратили внимание, что они просто совсем разные? ) Я не говорю про неровности и изгибы, там совершенно разные кривые как их не аппроксимируй...
в адс ничего не заложено, он использует ту спайс модель, которую ему предлагает пользователь.

DEM_ALEX вот моделирование для 54143, 58143 и 55143 (в ВАХ-считалке транзистор сами подставите нужный ).
Зацените иронию аваги, модели 54143 и 58143 тупо одинаковые разница в названии и картинке символа...
и хз как понять так должно быть или глюк... В принципе я даже кляузу накропал для аваги, но не думаю, что мне что-то ответят.
Мой товарищ тоже пытался снять несколько точек ВАХ для 58143(на нем делали LNA), по его словам это было что-то среднее между моделью и даташитом...

Вот еще что вспомнил. В даташите и модели для ADS указанны разные значения параметров спайс модели. Это ошибка или улучшения не извесно.

tsw:
Ваш emp-файл у меня не запускается, сообщается, что неизвестная версия. У меня 9-я версия, у Вас, наверное 10-я. Но ничего, я откорректировал свой старый файл, вставил туда Ваш s1p дата файл на диполь ("DipoleS11_1") и свой старый z1p файл на диполь ("DipoleZ11"). Schematic1 - с Вашими данными, введенными в порт 1, Schematic2 - с портом, в котором мои данные z1p диполя. Пробовал перевести свои данные z1p в s1p (дата файл "DipoleS11"), но при запуске симуляции возникает непонятная ошибка.
Но ничего, вроде посчитано нормально. Импеданс диполя почти совпадает с Вашими данными. Коэффициент усиления по напряжению усилителя несет в себе мало информации для расчета антенны, но полезен для оценки устойчивости. Как видим, усилитель имеет тенденцию возбудиться на частоте 462MHz, но возбуждение легко убирается увеличением резисторов R1, R2. Подбором R3 и R4 можно регулировать коэффициент отражения на выходе.
Основным параметром любой антенны является коэффициент усиления Ga. Он равен произведению КНД на КПД. КНД для диполя в свободном пространстве с точностью 1dB можно принять 2dB. Для пассивной антенны в КПД входят потери на согласование и потери в фидере. Для активной антенны КПД состоит из коэффициента согласования стыка диполя и входа усилителя Mi и коэффициента усиления мощности самого усилителя Gp:
КПДаа= Mi*Gp. Зная коэффициент согласования и коэффициент шума усилителя, можно прикинуть коэффициент внутреннего шума активной антенны и сравнить его с коэффициентом внешнего шума для оценки чувствительности приемной системы. Сквозной коэффициент передачи мощности, который и есть КПД, соответствует такому параметру в AWRDE, как Power Transducer Gain (GT). Он у меня получился где-то на 10dB выше, чем тот КПД, который я считал раньше в маткаде, особенно на нижних частотах. Кроме того, расчет по Вашим данным дает непонятный провал GT на частоте 44MHz. Максимум КПД (24dB) получился на частое 410MHz.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Желаете конструктива ? Их есть у меня.
Начните разработку активной антенны. С нуля, с разработки ТЗ. Считая проделанную работу бесценным, но провальным опытом.
В бытность свою работы с Ракалом по аналогичной тематики, к сожалению, исключительно в части пассива, могу только посоветовать обратить внимание на выбор напр.питания и, соотв., акт.элементов. У меня нет оснований не доверять вашему оценочному OIP3 в 38дБ при питании 3В, но в 25дБ при 15В Родешварцевской ХЕ500 верится как-то больше. Для этого диапазона расширение ДД сверху куда более значимо, чем чемпионский коэфф.шума.
Выбор критерия оценки результата, определяемый тем же ТЗ, ключевой момент. Оптимизация, например, по макс. чувствительности по полю для связных или по равномерности AF для измерительных антенн требует принципиально разного подхода к методике разработки. Ваша оценка КПД в дБ для меня, к сожалению, недоступна ни по методике расчета, ни по информативности.
И последнее.. хотя и неконструктивное...
Не будьте столь доверчивы. Результаты "соисполнителей", которыми вы столь активно пользуетесь, д.б. ну хотя бы в рамках здравого смысла. Получение активных 9Ом на 30МГц на такой длине беспотерьного диполя (кстати, с чистейшим нулем на 45) заставляет судорожно держать глаза от уползания оных на лоб.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Ой шо ви говорите! Бесценного и провального опыта у меня хватает, но чтобы в топку активную антенну, которая на практике по энергетике на 20dB лучше аналогичной пассивной и по отношению с/ш на 10dB? Не дождетесь.
Похоже, Вы никогда не занимались этой самой разработкой активной антенны, иначе бы знали, что надо начинать с электродинамики и потом плавно переходить к схемотехнике. Призывы и советы работать "тщательнее" сами по себе хороши, но должны исходить от субъекта, которому можно доверять. А можно ли доверять субъекту, который не знает, что такое антенный КПД и с чем его едят?
Что касается "соисполнителей", человек вчера сообщил, что он посчитал импеданс диполя и я попросил показать, захотелось сравнить со своими данными полугодовой давности. Там кстати получилась на 30MHz активная составляющая 3,5ом, что явно ближе к истине, чем 9ом. Попробуйте посчитать этот диполь в 2D-шном EM-симуляторе MWO/AWRDE. Там шары на затылок убегут: на 25MHz активная составляющая 35ом.

По опыту скажу, что 3.5Ом - это офигеть как классно, если только КПД нормальный, а не 1% (все более-менее излучается, а не уходит в тепло) и мнимая часть не тысячи. Если диполь реально короткий - там доли ома - ом. И это проблема. При 3.5Ом должна получиться отличная АА.

Вокруг того же HFSS надо усердно с бубном ходить, чтобы он посчитал реальную часть импеданса пассивной антенны правильно, он (и не только) очень любит его завышать.


посчитал для 54143 по модели из даташита - различие еще больше (кривые еще выше) с вах в описалове.

Да, если подходить строго, то еще в общий КПД активной антенны входит внутренний КПД самого диполя, определяемый как отношение Rr/(Rr+Rt), где Rr - сопротивление излучения, Rt - сопротивление тепловых потерь. Для такого диполя должен быть на нижней частоте 30MHz где-то не менее 75%(-1dB). Имеет существенное значение для передающих антенн, но для приемной будет просто означать незначительное снижение общего КПД по сравнению с идеальным диполем не более, чем на 1dB.
Вообще ВАХ-ами транзисторов пользоваться при разработке усилителя можно только для понимания процессов, но не для расчета. Дело в том, что реальные ВАХ-и имеют значительный технологический разброс и температурную зависимость, о чем в даташите на ATF-54143 стыдлио умалчивается. На этих транзисторах я делал коммутационную матрицу 8х8 (64 транзистора). На все транзисторы там подавалось одинаковое напряжение смещения, но в результате токи стока у всех были разбросаны на плюс/минус 50%, поэтому токи пришлось выравнивать подгонкой индивидуального напряжения смещения на каждый транзистор.
Главное обеспечить один из рекомендуемых типовых режимов по постоянному току, например 3V 60mA и застабилизировать цепями автоматического смещения. Если в балансном усилителе окажутся неодинаковые постоянные токи в плечах, их всегда можно выравнять соответствующими элементами настройки. Желательна также окончательная балансировка токов по критерию максимума OIP2.

Да, в моем расчете была ошибка
Результаты моделирования в CST сильно зависят от параметров сетки и заданной точности вычислений.
Реальная часть импеданса:

Power Transducer Gain:

Ну, теперь нормально, сиреневая кривая GT стала более плавной, исчез провал на 43MHz. Не могли бы Вы показать этот более истинный s1p файлик? После того, как пересчитаю, выложу результаты расчета по шумам.

В неменьшей, если не большей, степени, от правильности задания ГУ. Ошибка осталась, но уже ближе. Хотя еще далеко :
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Ну что ж, поработаю ещё.
Промежуточный результат в приложении.

На нижних частотах как ни крути реальная часть будет оооочень маленькой (если только это все не погружено в нечто с огромным тангенсом потерь). Какой бы хитрой антенна не была (ну не берем в расчет нечто спиральное с резонансом шириной в 1кГц на 30МГц), внизу - это почти конденсатор, с соответствующим импедансом. Отсюда вывод, если зависимость Z11 внизу не похожа на конденсатор - фтопку.


так никто ими и не пользуется, пользуемся исключительно s2p. Но потом же надо сделать транзистору режим по постоянке - вот тут и всплывает ВАХ, которая ни в красную армию. В итоге считаешь в симуляторe одно смещение, а в жизни хз что получается и не понятно так надо или нет, находится ли
транзистор в том самом режиме, который был написан в выбранном s2p или не очень, или и так хорошо.
Короче, мутный этот аваго...

Выкладываю результаты расчета шумов. В логарифмическом масштабе расчет напоминает бухгалтерский - прибавить/отнять.
Внешний шум на выходе антенны не зависит от ее направленных свойств (КНД), потому как равномерно распределен по всем направлениям в пространстве.
В идеале баланс шумов (отношение между внешним и внутренним шумами) в любой точке приемной системы должен быть положительным для обеспечения способности принимать самые слабые сигналы. Во всяком случае к этому стремятся в КВ-диапазоне и там это легко обеспечить. Но в УКВ внешний шум резко падает с повышением частоты и приходится мириться с отрицательным балансом, иначе без криогенной установки не обойтись. Считается нормальным хотя бы обеспечить коэффициент усиления антенны 0dB, особенно для мобильных приложений.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

EVS
При расчете в полном диапазоне частот результат, совпадающий с Вашим, получить не удалось. Результаты сходятся только при разбиении диапазона на участки.

Чем больше участков, тем точнее расчеты внизу, но увеличиваются расхождения на стыках.
Интересно было бы узнать параметры сетки Вашего проекта. Не поделитесь?

Решил поднять эту тему, что бы проконсультироватся по двум вопросам
1) Кто то разбирался с активными согласующими устройствами типа отрицательного конвентора импеданса?
Вот диссертация на эту тему:
http://etd.ohiolink.edu/view.cgi?acc_num=osu1308313555
и статья
http://www.jpier.org/PIERC/pier.php?paper=10081609

2) Для анализа активной антенны притягательно рассматрирвать антенну как четырехполюсник. На эту тему есть несколько статей. Например
http://nrl.northumbria.ac.uk/194/1/prakoso...20parameter.pdf
Однако, там не написано как считать фазу у S21 (ссылаются на статью которую я не могу найти). Есть ли у кого ссылка на полный рассчет?

Информации по данной теме действительно хватает.
Наиболее наглядно концепция изложена в презентации
http://www.ieee.li/pdf/viewgraphs/matching..._impedances.pdf
Пробовал реализовать однотранзисторный NIC для магнитной антенны из статьи
http://home.earthlink.net/~christrask/Acti...20Inductors.pdf
Не возбуждается только в режиме перекомпенсации, то есть, если компенсирующая индуктивность превышает компенсируемую и то только при применении низкочастотных транзисторов 2N2222.
Пробовал подключать к ферритовой антенне, нагруженной на усилитель с высоким входным сопротивлением - эффект всего лишь на +3dB.
Похоже, вопрос только на стадии исследований, готовых решений нет. Главная проблема - устойчивость.
Что касается моделирования с двухпортовой моделью антенны, этот вопрос наиболее подробно изложен в сборнике лекций Antennas with Non-Foster MatchingNetworks 2007, авторы James T. Aberle и Robert Loepsinger-Romak, уже не помню, откуда скачал.
Двухполюсник легко превращается в четырехполюсник, если его схему развернуть горизонтально-последовательно и каждый полюс относительно земли считать парой.