Уважаемые коллеги, назрела необходимость вынести в отдельную тему вопросы:

1) Сложение некоррелированных источников: от кварцевых и сапфировых генераторов до оптических.
2) Сложение фазовых детекторов, умножителей и делителей частоты.
3) Сложение активных элементов: транзисторов и усилителей.
4) Кросскорреляция и кроссвариация, как методы повышения точности измерения и формирования.
5) Виды шумов, причины возникновения, статистические особенности.
6) Границы применимости различных методов сложения.
7) Цифра или аналог? Сложение АЦП, ЦАП.

Приглашаю Всех желающих принять участие в обсуждении. Приветствуется смелость и оригинальность решений, на гране возможного и невозможного. Формат общения - сначала написал, потом подумал - не возбраняется В процессе лишние откинем, дополним и дорисуем. Главное - не прятать мысль в голове, сегодня она кажется Вам бесполезной, а завтра "голодный ум" в паре тысяч км найдет ее недостающим звеном в своей схеме. Возможно просто не хватает падения яблока с дерева, чтобы осмыслить силу тяготения.



И так, начну с задачи. Необходимые куски, с позволения, дублирую из соседней темы, чтобы не нарушать пространственно-временного континуума:



Как один из вариантов, мной было предложено решение:


Chenakin, и позже Stanislav, высказали мнение о когерентном сложении на основе узкополосного кольца ФАПЧ:



wjs, а как насчет "треуголки"? Здесь можно найти рациональное зерно, или оставим метод для измерений?


Но на этом дело не заканчивается:

И так, отвечаю на вопросы по схеме (к сожалению не знаю, как сделать нормальную ссылку на рисунок, чтобы не дублировать)
http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=83000

Далее, предложил вариант замены ЦАП на петлю обратной связи:


В процессе моделирования FLL с привязкой к среднему значению, красивый результат получился потому, что не учел фазовых шумов тактового генератора Gref (частоты АЦП). Забыл и все. Получилось, что петля сходилась к идеальной по шумам частоте Gref, а ввести в модель переменную частоту дискретизации (учесть фазовые шумы) оказалось довольно трудно. Да, можно попробовать сделать внешний ГУН и подать его на свободный вход АЦП, такой вариант будет ближе к действительности и вероятнее всего приближаться к первому варианту. А если нам не важно, чтобы выходная частота совпадала со средним значением G1...GN, то можно просто совместить частоты ГУН и Gref. Жду замечаний и предложений.

АЦП в качестве фазового детектора - красиво выглядит, как вы считаете? Да, понимаю, не новость, достаточно погуглить на тему ADPLL, но в основном это микросхемы, а отдельно никто не делает.


Сейчас браться за систематизацию рано, должны сложиться практичные решения.

1. Можно попробовать очевидное решение для сложения неуправляемых генераторов:

сигналы с N=2 генераторов f0 подаются на смеситель, потом на контур, настроенный на 2f0, далее на делитель.

для количества генераторов больше N>2 структура каскадированная.

2. Если же есть возможность управлять генераторами, то вот, посмотрите кино, может это вас на что-то натолкнет

http://www.youtube.com/results?search_quer...zation&sm=1

Насчет АЦП:
Как только мы начинаем оцифровывать что-то сильно отличное от постоянного значения, так сразу встает проблема с опорным генератором этого АЦП, равно как и вопрос: зачем возиться с несколькими генераторами, если у нас есть прекрасные характеристики опоры.

Но для реализации того, что показано в кино, АЦП было бы полезно вот, например, как:

N управляемых генераторов (VCO). попарно подаем на смесители и далее на ФНЧ. Выходы ФНЧ в количестве (N*(N-1))/2 подаем на входы многоканального синхронного АЦП. Это будут оцифрованные попарные разности фаз генераторов. Частота отсчетов должна быть много (например в 10 раз) выше, чем максимальная разность частот, которая может наблюдаться между генераторами.
Высокая частота нужна, чтобы минимизировать влияние нестабильности опорного генератора АЦП.

Имея попарные разности фаз и N >= 3 можно (попытаться) оценить собственные фазы генераторов (с точностью до постоянной фазы), и выдать напряжения управления на каждый из генераторов.

В случае, если N=2 эта схема выродится в обычную ФАПЧ: имеем одно уравнение с разностью, и 2 неизвестных (фазы генераторов). 1 генератор придется считать опорным, а другой ведомым.

Как только мы начнем реализовывать схему для N >= 3 со смесителями и ФНЧ, так сразу неодинаковость этих компонентов будет влиять на результат. Мы будем плакать и проклинать нашу затею.

Допустим генераторы имеют частоты f1 и f2. Фильтром будем выделять f1+f2. А 3*f2-f1 и 3*f1-f2 не попадут в полосу фильтра? И что с ними будет после деления? В этом смысле схема предложенная Chenakin по-началу смотрится лучше, никаких проблем с комбинационными частотами. Предлагаю сделать следующее допущение: частоты f1 и f2 разнесены достаточно далеко, чтобы не попасть в полосу фильтра, в конце-концов фильтровать можно узкополосным кольцом ФАПЧ. Распространим решение дальше: сначала перемножаем N генераторов, потом фильтруем, или попарно фильтруем с постепенным комбинированием. Главная изюминка - простыми аналоговыми средствами уменьшаем шумы в 10logN раз во всем диапазоне отстроек, или замедляем рост шумов в то же количество раз при повышении частоты. Не просто хорошо, отлично! Принимается. Нарисуете схему (желательно с граничными условиями), чтобы мы наглядно на нее смотрели и потом при необходимости ссылались?

Сразу, по ходу, родилась еще более интересная идея. Сейчас попробую на словах объяснить, потом обещаю в виде наглядной схемы зарисовать. Допустим у нас есть N генераторов: f1, f2 ... fN. "Свяжем" их между собой узкополосным кольцом ФАПЧ, но не на одной частоте, а с некоторым смещением df, допустим по оффсетной схеме, так чтобы частоты стали равны f1, f1+df, f1+2*df ... f1+N*df , а df можно взять кратной f1, df = f1/M. Тогда мы свободно можем перемножать (смешивать) все генераторы сразу и в самом конце фильтровать одним кольцом ФАПЧ, с гарантированным избавлением от комбинационных составляющих. Как вам?

интересно у вас тут... и актуально

Так если f1 примерно равно f2 примерно равно f0, то |f1-f2| будет много-много-много меньше, чем f1+f2, поэтому они будут ОЧЕНЬ далеко от полосы пропускания фильтра, настроенного на 2*f0, а составляющие с 2*f1 и 2*f2 сами по себе на выходе смесителя должны быть столь малы, чтобы ими пренебречь, если смеситель это перемножитель. Составляющие вида 2*f1-f2 - во первых, тоже должны быть пренебрежимо малы сами по себе, во вторых они примерно равны f0, что вдвое меньше центральной частоты фильтра 2*f0, что далеко за пределами полосы.

А где Вы видели идеальные перемножители? Даже у Analog Devices перемножители построенные на ячейках Гильберта по линейности уступают многим двойным и тройным балансным смесителям, я не говорю уже о смесителях на ключах и FET.

Ой, только заметил, ошибся выше, надо было записать 3*f1-f2 вместо 2*f1-f2, подправляю.

А чем они не устраивают?


Ну, пусть даже у нее будет мощность -24 dB, как даст среднепаршивый балансный перемножитель (и это на сотнях МГц при том, а не на десятках), соотв. амплитуда -48 что она там привнесет такого плохого?

Они тоже далеко не идеальны, и чем выше по частоте, тем хуже. Причем эта неидеальность еще плавает. Можно конечно потратить 10 лет на создание идеального перемножителя и потом еще много денег вложить в оснастку по юстировке, а потом нам испортят всю малину тряска, влажность, температурные колебания. Вопрос в том, а есть более короткий и дешевый путь?


Это лишняя составляющая в спектре, определяющая уровень ПСС. Допустим для VCO (как участника конференции), требования лежат на уровне -90 дБн (относительно несущей). Для меня тоже много, хотя важен интегральный результат (площадь шумов). Для Chenakin, это стало ключевым моментом при создании новой структуры синтезатора.

Но она не шумовая. Соотв. Если в ней была шумовая составляющая -90, то она же тоже должна задавиться на те же -48.

А вот что с ней, с нешумовой, сделает делитель, это вопрос отдельный. Как я представляю себе (возможно ошибочно), будет какая то медленная частотная модуляция на частоте |(F1+F2)/2 - (3F1-F2)/2| = |F2-F1| - вопрос, а она условию задачи по кратковременной стабильности на сколько помешает?

Стоп, стоп, стоп. Я имел в виду, что 3*f1-f2 - это и есть та сама ПСС (побочная спектральная составляющая).


Оооо, по комбинационным составляющим вопрос не простой. В MWO последней версии сделали визард, помогающий решить проблему распределения частотного плана (оптимального выбора частоты гетеродина и ПЧ) с учетом минимального уровня ПСС. Ладно, пока оптимальность не будем затрагивать. Меру влияния лишних палок на частотную и фазовую стабильность можно определить только по результатам моделирования, в каждом конкретном случае. Важность этого момента такова, что в приборе типа Quartzlock A7-MX ввели функцию, позволяющую измерить влияние каждого отдельного спура на кратковременную стабильность. По характеру влияния, палки эквивалентны пик-ту-пик джиттеру, а если только в одной боковой полосе, то оказывают весовое влияние на смещение центральной частоты.
Кстати при делении, в отличии от умножения, палки не уменьшаются, точнее уровень может меняться, но не на 20log. Чтобы понять, каким образом преобразуются палки при делении, можно условно взять вместо делителя - АЦП, на вход которого подается исследуемая частота, а на тактовый вход - деленная частота (или удвоенная, не помню). Как и в АЦП, спуры будут отражаться от частот кратных деленной частоте.

Спасибо, порадовали . Выносим отдельным пунктом фапчевание высокодобротных механических систем.


Хочу предостеречь от неправильной интерпретации моей схемы и ошибок симуляции, которые в последствии я осознал и скорректировал. Шумы опорного генератора АЦП (как и ЦАП) оказывают влияние, но не столь значительное, чтобы можно было говорить о неработоспособности. Будут влиять только те шумы, отстройка которых больше обратной величины суммарной задержки АЦП-обработка-ЦАП. Допустим вся задержка условно составляет 10 тактов 10 МГц, тогда можно говорить о влиянии шумов, лежащих дальше 1 МГц, а они достаточно малы.


Идея попарного выделения разности f1-f2 мне лично не очень нравится, по следующим причинам: во первых усложняется схема, во вторых появляются гармоники разности сигналов, которые надо фильтровать, в третьих растут вычислительные ресурсы, дополнительно нужно решать системы уравнений, в том числе чтобы определить знаки разности, а в четвертых если случайным образом разница f1-f2 окажется меньше ширины фликкер зоны фазовых шумов, то при переносе вниз часть фазовых шумов будет отражаться от нулевой частоты, давая погрешность измерения частоты (фазы), которую ничем не компенсировать.

С замечанием по поводу компоненты 2*f0 + 3*delta_f я согласен в первом приближении (без какой-либо оценки ее вклада). Увеличить delta_f, чтобы на контуре выделять "чистую" 2*f0+delta_f можно.



Лучше бы, конечно, сосредоточенных компонент в спектре не иметь.



Хорошее замечание. Но если ограничить область применения этого решения низкими частотами (десятки МГц), то там есть 4-х квадрантные умножители, и фликкер не так силен.

Есть в этом решении другая, более серьезная проблема: пусть в каком-то установившемся режиме все генераторы работают синфазно, но на смещенной частоте. Эта схема не позволяет определить такого состояния. Как поизящней ввести в эту схему опору, я пока не придумал. Возможно, что ваша идея с оффсетной схемой как-то поможет.

Извините, что влезу, но созрел такой сопутствующий вопрос про построение программируемого генератора.
Допустим, имеем сетку стабильных частот, сдвинутых по фазе относительно друг друга на, скажем, 100 пс.
Из этой сетки можем выбирать клок для триггера, соответственно, с шагом те же 100 пс.
То есть, имеем выходную функцию генератора как f=F/n, где f- выходная частота, F-внутренняя частота, эквивалентная тем самым 100 пс (10 ГГц, которых как бы нигде и нет), n - натуральное число.
Вопросы такие:
1. Насколько такая схема нужна на практике?
2. Если же она интересна, то какой актуален шаг и для какого диапазона частот?

Такие схемы применяются для генерации subcycle pwm. Т.е. обычный цифровой счетчик считает целое число периодов. а потом с помощью такого многофазного генератора и мультиплексора создается разрешение внутри периода.

например

Другое применение - Clock Fanout Buffer

Они применяются много где. И мне даже приходилось рисовать такое для использования в UWB-чип-радаре с шагом 10 пс.
Вопрос в актуальности такой схемы в качестве программируемого генератора как дискретной ИС.
Понятно, что для сдвига фаз 1 фс он охренеть был бы как востребован.
А я хочу спросить
1. Насколько такая схема нужна на практике?
2. Если же она интересна, то какой актуален шаг и для какого диапазона частот?
Это вопросы к тем, кто использует перестраиваемые/программируемые генераторы на практике.

Перефразирую. Какие нужны частоты и с каким шагом их хочется менять?

IMHO гораздо проще (ну в смысле я хотел упростить). Берем компаратор с гистерезисом, превышающим ожидаемые шумы так, чтобы с достаточной вероятностью на его выходе не было дребезга на фронтах, преобразуем результат с выхода фильтра после умножителя в прямоугольник, то есть делаем 1-битный АЦП, имеющий дискретизацию по уровню, но непрерывный по времени, и анализируем его выход, изменение частоты следования фронтов на нем. Я исходил именно из этого, говоря про ЧМ выходного сигнала из-за этих составляющих, убрав шумы вообще из рассмотрения влияния этих компонентов.

А дальнейший делитель это цифровая схема, работающая на фронтах, понятно, она довнесет свой шум, но это вопрос третий, характер ЧМ он не изменит

UPD
Сумбурно получилось, сорри. Хотел сказать, что рассматривая компаратор без шумов и сигнал без шумов, получим ЧМ. Добавив шумы, придется вводить гистерезис, чтобы делитель потом работал корректно.

Ого! Вот это размах – и фаз. детекторы, и умножители, и делители и т.д. С делителями может получиться весьма актуально. Например, в синтезаторах можно получить довольно низкие шумы на высоких частотах и пооктавно (или уже) сносить вниз (расширяя полосу частот), пока не упираемся в шумы делителей. А дальше надо что-то делать. Регенеративные, к сожалению, работают в очень узкой полосе. Вот тут может и пригодиться некоррелированное сложение. Сможем ли мы построить практическую схему суммирования (см. ниже), чтобы продавить собственные шумы цифровых делителей (типа Hittite, например) на 3 дБ? Будет ли сказываться несинфазность сигналов (например, при включении/запуске делителей)?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Ну, это не моё, это классика . Перетаскиваю картинку с другой темы, чтобы была под рукой:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Здесь ОСХО привязываются к одному сигналу в узкой полосе (скажем, 10 Гц) с помощью ФАПЧ. На отстройках выше 10 Гц получим умножение частоты с ухудшением шумов по закону 10logN, т.е. будем выигрывать 3 дБ на октаву относительно обычного 20logN умножения одного источника.


Делитель, наверное, будет излишним. Современные OCXO позволяют получить шумы -170…-180 дБн/Гц на высоких отстройках, что уже ниже шумов цифровых делителей (да и регенеративных тоже). Т.е. как раз очень даже неплохо уйти вверх от таких величин, чтобы потом можно было с этими шумами работать (при проектировании синтезатора, например). А так, да, в идеале делитель вернёт частоту на место с 20logN улучшением шумов (т.е. получаем наши 10logN).


Очень эффектное кино!


Не понял по поводу 20logN в делителях. Местоположение палок, действительно, может довольно интересно “преремещаться” (мы с Вами когда-то уже беседовали на эту тему). Интересно, но это особо сильно в книжках не разжёвывается, так что потом приходится набивать на этом шишки.

Не прав был, исправляюсь - после деления спуры уменьшаются на 20logN. Прошу считать вышесказанное в части амплитуд спур недействительным. Такие казусы случаются у меня периодически, в данном конкретном случае - из-за отсутствия устоявшегося алгоритма моделирования процессов с переменной частотой дискретизации. Абсолютно такая же ошибка была и при рассмотрении схемы усреднения частот на основе АЦП. Буду признателен тому, кто подскажет как проще и эффективней ввести временную девиацию периода тактирования, допустим на примере делителя частоты, имеющего в спектре ПСС. У меня сейчас модель получается очень громоздкой: аналогично дискретизации амплитуды, я ввожу дискретизацию периода, грубо говоря вместо того, чтобы моделировать 1000 отсчетов, разбиваю период еще на 2^p частей, и получаю массив данных размером 1000*2^p.


В одной из тем задавал вопрос: а не надо ли подстраивать фазу (частоту) в регенеративных делителях в октавном диапазоне?


Проблема синфазности в данном случае действительно актуальна. Если найду, то выложу статью, где получен превосходный результат по сложению 8 ЦАП. Предлагаю подумать над вопросом: почему сами производители не делают суммирование тех же делителей внутри микросхемы, синхронизировать то легче? Фазовые детекторы, как мы знаем, или, рвутся в ногу со временем.

А зачем для анализа деления на два суммы нескольких синусов вводить дискретизацию по времени вообще? Это все аналитически выводится на раз в линейном времени, а переход в дискретное время, во первых, катастрофически усложняет расчет, а во вторых, вводит новые составляющие, которых не будет в реальном "железном" делителе, работающем в линейном времени.

И по спектру судить о том, на сколько вредна та или иная модуляция в плане кратковременной стабильности, судить вообще нельзя... Для этого надо разбираться только во временнОй области, а не в частотной.

В аналитическом виде решается узкий круг задач, неплохо иметь более универсальное средство. По истечении времени, многие формулы, аксиомы и теоремы растерял, процентов 30 осталось. Хорошо, давайте попробуем. Есть сумма двух синусоид, допустим в 10 раз отличающихся по амплитуде. Нужно пропустить эту смесь через компаратор и подать на T-триггер, так? Допустим, аналитически я найду моменты времени, соответствующие пересечению исследуемой функции с порогом (можно взять равным 0). Дальше как, преобразование Фурье в аналитическом виде делать? Не так уж тривиально получается на первый взгляд. Или Вы предлагаете на регенеративных делителях потренироваться?

А дальше ничего и не надо уже. Это и есть искомое решение задачи - из полученной формулы, описывающей эти моменты времени, все сразу и видно будет - там будет основная частота, и прочие слагаемые, показывающие ее модуляции.

Неужели так просто? И то, что я потом буду брать только каждый N-ый фронт не повлияет на частоту ПСС? А амплитуда ПСС в зависимости от коэффициента деления? Что-то мне кажется с кусочно-непрерывной функцией в аналитическом виде посложнее будет.

Так преобразуйте формулу последовательности времен фронтов, полученную для всех фронтов, в формулу для последовательности из каждого N-ного фронта, все равно получите там основную частоту и какие-то другие слагаемые, показывающие модуляции, по крайней мере четко видно будет, как зависит время между фронтами от номера фронта, и за какое время частота уйдет на какое значение. Это все, грубо говоря, в пределах школьной тригонометрии.

Прошу прощения, сильно отстал, если не сложно помогите осилить.

P.S. На днях принесли задачу из школьного курса 7 класса: найти решение уравнения x^2-x-12=0 , но без дискриминанта, мол не проходили еще. Посидел полчаса, вспомнил вывод формулы (фактически дискриминант нашел) - не правильно говорят, так нельзя, надо раскладывать на множители. Но хоть "убейте" меня не пойму, как можно без подгона или знания ответа разложить. А если корни уравнения не целые? (варианты из Википедии - не подходят)

ну с квадратным уравнением на том уровне - решается как-то так:
1) представим -x как (3x-4x) (чтобы 3*-4=-12 и 3+(-4) = -1), получится x^2+3x-4x-12, затем из первых двух вынести x, из вторых двух -4, получится x(x+3)-4(x+3)=(x-4)(x+3)

а с синусами, если придет вдохновение и лишнее время, мож тоже решу... А вообще маткад есть для таких дел, быстро и со вкусом Я сейчас тут в недрах ПЛИСов копаюсь...

Для Chenakin:

Если частота 2*f0+delta_f выходе получившейся системы с двумя генераторами устраивает, то делитель можно исключить.



Подобная задача решается в системах связи для символьной синхронизации. Обычно решается так:

1. Есть сигнал S, который надо оценить в момент времени, попадающий между отсчетами. И есть второй сигнал s1, например синусоидальный с медленно меняющейся частотой, который при s1=0 и ds1/dt >0 формирует сигнал для оценки S. Оба сигнала s1 и S оцифрованы с постоянной частотой отсчетов 1/T.

2. Отсчеты s1 и S поступают в л.з.

3. если s1(nT) <=0 и s1(nT+T) > 0
то по 4-м отсчетам s1 делаем полиномиальную интерполяцию (3 степень) и, решаем кубическое уравнение, находим значение mu, такое, что s1_interp(nT+mu) =0

4. так же делаем полиномиальную интерполяцию для отсчетов S из лз. Оцениваем значение S_interp(nT+mu)

Для ускорения вычислений посмотрите структуру Farrow interpolator.

Понятно, что S и s1 должны быть гладкими и дифференцируемыми, чтобы их можно было интерполировать. Собственные шумы такой модели тоже хорошо оцениваются, чтобы потом учесть их влияние на конечный результат.

По поводу кв. уравнения:
Решение мат. задачи - нахождение полного множества, удовлетворяющего условию, или доказательство того, что это множество пустое.
При этом метод нахождения множества вторичен, и не особо интересен.
Так что находим 2 корня подбором. Данная задача законно решена. А для общего случая, как вы правильно заметили, есть другие методы

Это не кубической сплайн интерполяцией называется? О чем-то подобном думал, но есть предложение заменить полином на ряд Фурье, правильнее сказать аппроксимацией этим рядом. Ведь при моделировании от нас не требуется реальное время и есть сразу все N отсчетов (двумерных координат), с рядом Фурье меньше вероятность появления в спектре лишних составляющих, в отличие от полинома. Попробую сегодня.

Это называется построением полинома третьей степени по 4-м точкам методом Лагранжа (или кого-то еще). В какой-то степени это может считаться сплайном, но у вас нет задачи сделать кусочно-полиномиальную интерполяцию всего массива отсчетов, а нужно лишь найти полиномиальное приближение сигнала между парой соседних отсчетов s1(nT) s1(nT + T), при известных s1(nT - T) s1(nT) s1(nT + T) s1(nT + 2T)

Про ряд Фурье и двумерные координаты поясните, пожалуйста. Вроде задача нормально решается во временной области. Шумы будут зависеть от отношения частоты отсчетов 1/T к частотам S и s1. Для оптимизации вычислительных затрат и хороших шумовых показателей при моделировании можно сделать адаптивное сэмплирование: увеличивать частоту отсчетов для s1 и S в области [nT..nT+T] если s1(nT) <=0 и s1(nT+T) > 0

ну и дальше вся эта суета с интерполяторами уже на новой высокой частоте отсчетов

Не буду вдаваться в подробности, написал более простую модель - регенеративного делителя. Двигаемся дальше по теме.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Так и не двигаемся никуда. Стоим и смотрим на красивую картинку, из которой совершенно непонятно, за какое время наша частота выйдет за пределы допустимого для этого заданного времени ухода.

Поясните пожалуйста.

Я что-то упустил из обсуждения? Нам ведь нужна по условию задачи кратковременная стабильность генератора частоты. А она определяется, пока мы убрали шумовую составляющую, лишь тем, на сколько уйдет частота за какое то заданное время, перекрывающее ту часть нашего периодического сигнала, где скорость ухода максимальна. Отсюда и видится решение, что надо найти зависимость частоты сигнала с выхода делителя (или компаратора, что эквивалентно), от времени, чтобы понять, на сколько быстро она уходит, и укладывается ли такая скорость ухода в ТЗ. А спектр сигнала этого не покажет, для этого надо анализировать сигнал во временной области.

Догадываюсь откуда это пошло. Безусловно кратковременная стабильность важна, но не хотелось на этом зацикливаться, поэтому и была открыта новая тема:

"Гулянье" частоты можно рассматривать в частотной области, вместе с шумами. С этой точки зрения сложение независимых источников одинаково хорошо улучшает и фазовую и частотную стабильность (кратковременную и долговременную). На делителе остановились, как на составной части аналогового сложения двух источников.

У меня вопрос ко всем: можно найти дешевые кварцевые резонаторы (подразумевается с AT-срезом) с хорошей долговременной стабильностью? "Хорошей" - это на уровне 0.1-0.2 ppm/год для 10 МГц.

Тоже решил войти в тему со своим вопросом. Для большей ясности, в чём состоит его суть, прилагаю схему петли ФАПЧ. Процессы на выходах парциальных фазовых детекторов (RS-триггеров) сдвинуты по времени относительно друг друга. За счёт этого шумы на их выходах, как мне кажется, некогерентны. Тогда что будет с их суммой? Окажется ли она меньше, чем у каждого из триггеров (с учётом масштабного множителя 1/4)? Будет ли выигрыш по шумам на выходе ГУН по сравнению со схемой с одним RS-триггером?

Вроде будет. Можете нарисовать зависимость напряжения ошибки от сдвига фаз частот Fr и Fc в диапазоне углов +-2*Pi (2*Pi - когда одна из частот в 2 раза больше другой)?

С такой не встречал, а 0.5ppm/year можно найти на аукционах из Bliley серий BK3/BK5. Но брать их можно только если имеется маркировка на корпусе и/или сопроводительный лист на упаковку. Оптом получались $5-8, в розницу до $20-25. В любом случае, они не залеживаются - растащили все остатки.

Дорого. Рассматривал коммерческую выгоду от использования N дешевых резонаторов вместо одного хорошего. Но похоже производители не заботятся о высокой степени вакуума и чистоте материалов при изготовлении AT резонаторов. Хорошо бы найти сведения, насколько термотренировка и при каких условиях повышает долговременную стабильность.

Крутизна ФД уменьшилась в 4 раза. И что тогда?

Хорошо, по схеме была не понятна логическая операция сумматора. Почему не сделать полное цифровое суммирование? Чем лучше аналогового сложения? Почему бы просто не соединить параллельно 4 RS триггера?

Не понимаю, как можно просто их соединить параллельно. Поясните, пожалуйста.

Параллельное соединение - посредством деления и суммирования мощности.

Всё равно непонятно. Что на что делить и какие мощности суммировать?

Есть 2 источника сигнала: Fr и Fc. Каждый из них разветвляем на 4 канала (опускаем деление частоты на 4 в петле на кольцевых регистрах), подаем на соответствующие регистры и складываем выходы аналоговым/цифровым способом.

Каким образом разветвить на 4 канала, по какой схеме?

Vitaly_K, давайте обсудим на системном уровне. Мне хотелось бы, чтобы Вы рассмотрели несколько вариантов, взвесили все "за" и "против". А то получается Ваше предложение вырвано из контекста. Возникает много вопросов: зачем, почему, что делать дальше?

P.S. В конкретном случае деление может быть
пассивным:
http://www.digikey.com/product-search/en/r...litters/3539231
активным:
http://www.digikey.com/product-search/en?p...mp;pageSize=500
каким-то другим. Имеет ли это принципиальное значение?

Есть некоторая структура синтезатора частоты, описание которой можно посмотреть по ссылке http://yadi.sk/d/uf-8izTp9fqWn, начиная со стр.32. Там показана эффективность такого варианта по снижению помех дробности. Но, как мне кажется, там должно быть и снижение шумов за счёт некогерентного сложения шумов на выходах парциальных детекторов. Можете ли Вы что-то сказать по этому поводу? Если такой эффект есть, то нельзя его выразить цифрами, формулой?

"Пастернака не читал, но скажу..."

Когда вы анализируете вновь изобретенный фазовый дискриминатор, то хорошо бы для него приводить:
1. Дискриминационную характеристику: (петля разомкнута, входные частоты равны, строим зависимость напряжения или кода на выходе дискриминатора в зависимости от разности фаз). Смотрим общий вид характеристики (насколько монотонна) и ее наклон около нуля.

2. Переходную характеристику в одних осях с характеристикой с идеальной петли ФАПЧ. Параметры ПФ пересчитаны на одинаковые полосы. Смотрим насколько безынерционен наш ФД. Если у него есть инерционность (счетчики, элементы задержки и т.п.), то насколько ее можно учесть в ПФ.

3. Шумовую характеристику в сравнении с петлей ФАПЧ с идельным ФД, но шумным ГУНом. Параметры ПФ пересчитаны на одинаковые полосы петли. Смотрим, как после всех манипуляций изменилась шумовая полоса. Что стало в ближней зоне.

Когда вы все это проделаете, то вам самому станет понятно "что такое хорошо, а что такое плохо". А то какие-то картинки с невнятным и неточным описанием, не вполне ясной мотивацией и оценочными выводами.

Без обид.

Так почитайте, потом пишите.

Вы сами написали? Почему не публикуете? Бегло пробежался, пока не могу критиковать. Но в любом случае одобряю, потому как считаю необходимым оформлять идеи в бумажном виде. Это позволяет навести порядок среди множества разбросанных мыслей.

Прочитал. Все замечания в силе. Т.е. от факта моего прочтения ни одной из характеристик в работе не появилось.

Особенно мне понравилось место, где A) В) C) на временных диаграмах, при том, что этих A) В) C) нет на структурных схемах.