Доброго времени суток!
Кто сталкивался с проблемами в работе МОП транзистора в режиме когда на него подается повышенная входная мощность, но снижается напряжение питания (чтобы не перегреть)? К примеру, я снижу напряжение питания с 32 В (как указано в даташитах) до 15 или 20 В, но подниму входную мощность. Какие здесь могут быть трудности? В моем случае транзистор - ILD2731M30.

И еще в продолжение вопроса: чем грозит ситуация если подобрать нагрузку таким образом, чтобы транзистор работал в перенапряженном режиме (т.е. когда дальнейшее увеличение входной мощности не ведет к существенному увеличению выходной мощности) при пониженном напряжении питания, что ведет к тому, что ток стока транзистора практически не растет при повышении входной мощности и добавлять входную мощность? Зависимость выходной от входной мощности привожу на графике (зависимость теоретическая), транзистор работает в S диапазоне.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

По второй части вопроса: используем данное свойство (называем его компрессией) для температурной компенсации, а так же для компенсации разброса входного сигнала. Как следствие, сигнал искажается и после усилительного каскада нужно ставить фильтр. Параметр этот у транзистора называется - точка однодецибельной компрессии (Р1dB). Он показывает при какой входной мощности, коэффициент усиления транзистора падает на 1 dB. Но тут надо рассчитывать, как вы выразились, то, что б транзистор не "перегрелся"

Не разбирались в причинах выходов из строя?


Имеете ввиду, что сигнал искажается вследствие высших гармоник? А они разве не закарачиваются на внутренних и внешних цепях согласования?

Если не принимать во внимание проблемы линейности а также электрическую прочность затвора и область безопасной работы, то эффекты в подобных усилителях определяются динамическими емкостями стока и сток-затвор. Их величина, при сильно перенапряженном режиме, вырастает в десятки раз, что приводит даже к параметрическим явлениям, когда поведение усилителя может стать непредсказуемым а иногда и "печальным".
В режиме с небольшим "перенапряжением", в смысле устойчивости и прочности, ничего страшного нет.

А про какой тип транзисторов Вы говорите? И как эти параметрические явление у Вас наблюдаются? В моей практике на LDMOS транзисторах не разу с ними не сталкивался (может их не замечал). Но вот на биполярных транзисторах коллеги бывает наблюдают субгармонику.

Да, это характерно в большей мере для мощных биполярных транзисторов. Для униполярных столкнулся при разработке ключевого УМ на MRF140 - при большом "возбуждении" потребляемый ток падал, мощность первой гармоники падала, в спектре сигнала возникали какие то частоты не гармонического характера, причем самовозбуждение не наблюдалось. При переходе на MRF177, с значительно меньшей емкостью стока такие эффекты прекратились.

Что именно не перегреть?

А какую выходную мощность хотите при этом получить? Такую же как и в даташите на 32 В?



Это скорее всего классическое самовозбуждения усилителя. Субгармоника - обычно либо основная частота из области неустойчивой работы, либо разность рабочей частоты и частоты, на которой происходит самовозбуждение.

Транзистор. Чтобы рассеиваемая мощность не превысила критическую.


Мощность пускай получится меньше, но КПД должен вырасти.


Тогда должен быть резонансный контур в цепях согласования и/или питания с такими частотами или хотя бы близкими к ним (субгармоника), а его нет.

Кроме максимально допустимой рассеиваемой мощности (которая зависит от температуры корпуса, параметров импульса) есть ещё и максимально допустимый ток стока. При снижении напряжения питания даже в случае идеального транзистора, чтобы получить ту же мощность, потребуется больше стокового тока. А если учесть, что при снижении питания увеличивается выходная ёмкость транзисторного кристалла и оптимальный импеданс нагрузки ещё больше снижается, то потребность в большем токе стока будет резко возрастать. Кроме того, для транзисторов со встроенными выходными согласующими цепями (СЦ), изменение выходной емкости транзисторного кристалла вызовет нежелательное перераспределение токов на элементах этой самой СЦ, что может привести к выходу их из строя.

Не всё так однозначно, в случае работы транзистора на довольно высоких (предельных) частотах. Надо ещё учитывать влияние величины выходной ёмкости и её добротности. Для современных LDMOS транзисторов на частотах порядка 3 ГГц снижения напряжения питания с 32 до 15 - 20 В вызовет снижение выходной мощности в 3-6 раз, а максимальный КПД при этом на определенных напряжениях может возрасти к примеру с 45% до (50 - 55 )% и при дальнейшем снижении питания снова будет уменьшаться (вклад напряжения насыщения сток-исток растет, добротность выходной емкости снижается). Так же не стоит забывать о важнейших ограничениях выходной мощности при снижении напряжения питания - насыщение тока стока и сопротивление сток-исток транзистора в открытом состоянии.
Потому применительно к данному случаю крайне не рекомендуется использовать транзистор в неоптимальных режимах. На частотах ниже 500 МГц для современных LDMOS работа при разных напряжениях питания имеет какой-то смысл, в S-диапазоне нет.


Он есть, Вы, по-видимому, просто его не замечаете. Колебательный контур даже есть внутри транзистора, не говоря уже об отрезке коаксиального кабеля или полосковой линии. К примеру если частота самовозбуждения 3 ГГц, а частота источника сигнала 3,05 МГц, то на разностной частоте равной 50 МГц за счёт продуктов интермодуляционных искажений будет видна Ваша "субгармоника".

Речь идет об активном оптимальном импедансе? Импеданс выходной емкости падает, при этом мнимая часть оптимального импеданса нагрузки также падает. Т.е. большую выходную емкость отстраиваем меньшей индуктивностью нагрузки, при этом активная составляющая оптимального импеданса нагрузки остается прежней. И ток тоже должен оставаться прежним. Вроде так?


Имеется ввиду - возрастают потери в этой емкости?


Как это на "разностной частоте ... будет видна субгармоника", это же 1,5 ГГц? Есть резонансный контур на 3 ГГц, транзистор на нем генерит, в спектре будет рабочая частота, частота генерации и их комбинация: 50 МГц и 6,05 ГГц, а откуда здесь 1,5 ГГц?

Да вроде не совсем так. Чтобы было предметным обсуждение данного вопроса предлагаю Вам нарисовать электрическую эквивалентную схему обсуждаемого LDMOS транзистора на уровне источников тока.


Прошу прощения, но не пойму о каком явлении Вы ведёте речь? Имеется ли у Вас физическое объяснение этому?
P.S. А что будет если самовозбуждение возникает на 4,5 ГГц, а частота сигнала 3 ГГц?

Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Имею ввиду возникновение в спектре сигнала частоты равной половине от частоты рабочей. Как мне объяснили, необходимы два условия: существенное изменение выходной емкости от напряжения на выходе и резонансный контур, настроенный на половину рабочей частоты. Резонансный контур на этой частоте видимо возникает в период времени, когда выходная емкость принимает определенное значение. При этом важна частота с которой меняется эта емкость, а не частота генератора. Так я это понимаю.


Тогда должно возникнуть самовозбуждение и на 1,5 ГГц. Но это относится уже к обычной генерации.

По первому условию - выходная емкость должна быть нелинейной а процесс периодический.

Отлично. Типичная ЭЭС транзистора без встроенных цепей согласования. Теперь надо определиться какую мощность надо получить и при каком напряжении питании относительно номинальных режимов. Ещё интересно зачем вообще нужно снижать питание? Какая цель преследуется?


Мне кажется Вам что-то не то объясняют. То что Вы описываете - это как раз результат самовозбуждения на f/2. Причём для усилителей, работающих в классе С (как обычно и работают биполярные транзисторы) или AB, при подаче питания самовозбуждение не будет наблюдаться, т.к. транзистор закрыт или полностью (класс С), или находится на участке с очень малой крутизной характеристики (класс AB). Для того чтобы увидеть это самовозбуждение достаточно либо подать РЧ сигнал, либо просто увеличить ток покоя (при этом желательно ещё и напряжение питания плавно увеличить от 0 до номинального значения).
В устойчивом одночастотном режиме (без самовозбуждения) усилитель не может создать гармонику f/2, какие бы нелинейные ёмкости у транзистора не были. Нарушается вообще принцип разложения в ряд Фурье.


Как я уже писал выше для класса C и AB автогенерация может возникать под сигналом, который выводит рабочую точку усилителя на участок с более высокой крутизной характеристики транзистора.
Можете считать это "необычной" генерацией. Для меня это обычная неустойчивая работа усилителя или транзистора из-за ошибок в проектировании либо того, либо другого.

В реальном транзисторе внутренние цепи есть, просто я их отобразил "свернутыми" к параллельным сопротивлениям Rген, Lген и Rнагр и Lнагр. Выходная мощность должна быть не меньше 30 Вт., но с ней проблем - нет, проблемы с КПД. Для этого и планируется снизить напряжение питания. Напряжение планируется снизить с 32 В примерно до 20 В.


Для этого эффекта не нужны обратные связи. Емкость меняется существенно и периодически, как написал tsww, и есть резонансный контур, настроенный на f/2 и все, сигнала от генератора не надо.

Ну зачем же так сворачивать? При такой "свёртке" мы не сможем корректно оценить токи через внутренние цепи согласования.

И в чём же заключаются проблемы с КПД? КПД стока ниже, чем заявлено производителем? Какой КПД стока требуется получить? Входное смещение постоянное или импульсное?

Интересно как Вы можете физически обосновать почему на 32 В у Вас не получается требуемый КПД? Что этому мешает?

Ошибаетесь. Паразитные элементы даже внутри корпуса транзистора или внутри транзисторного кристалла - это и есть обратные связи. Я уже молчу про ошибки в конструкции усилителя/транзистора. Наличие паразитных ОС нельзя исключать.

У всех транзисторов ёмкость меняется и от напряжения (тока), и от частоты по вполне известному закону. И какая бы не была нелинейная ёмкость в отсутствии самовозбуждения она не может стать причиной возникновения гармоники на f/2. Это в принципе нарушение самого принципа разложение в ряд Фурье. А то что Вы описываете, что для этого нужен резонансный контур на f/2, то это как раз результат ошибки проектирования усилителя/транзистора в отношении устойчивости к самовозбуждению.

На входе использован последовательный контур с конденсатором 90 пф. На выходе использован параллельный контур с конденсатором 150 пФ. Резонансы у контуров выбраны в середине рабочей полосы на 2,9 ГГц.
При меньшем напряжении питания, выходная емкость вырастет, следовательно резонансные частоты уменьшутся. Получается нежелательное перераспределение токов можно убрать просто переварив проволки которые учавствуют в резонансных контурах и установить там нужные частоты? Мощность упадет - ну и ладно, зато КПД вырастет.
Как я понимаю основная проблема здесь - генерация или вероятность неустойчивой работы. В корпусах зарубежных транзисторов я встречал сопротивления номиналом 1 кОм, висящий между землей и затвором транзистора. А так же нагромождение конденсаторов в цепях питания. Неужели это все подбирается экспериментальным путем?


С даташитами все сходится. Но нам надо сделать больший КПД, чем у них заявлено при номинальном режиме. КПД надо получить 45%, у них - 38%. Входное смещение постоянное, а мощность на входе подается в импульсе.


Хороший вопрос, наверное мощность рассеяния растет быстрее, чем выходная мощность при повышении Uс.пит. Вы сами писали, что существует оптимальное напряжение питания с точки зрения КПД.

Вот это надо было учесть в эквивалентной схеме.

Интересно как Вы это оценили?

Как вариант может быть и так. Существует ещё одна проблема. При снижении напряжения питания уменьшиться активная составляющая оптимального импеданса нагрузки, в то время как его реактивная емкостная составляющая может даже увеличиться. Следовательно, в широком диапазоне частот согласование будет менее близким к оптимальному. Хотя для диапазона 2,7 – 3,1 ГГц при Pl = 30 Вт и Vds = 32 В это не самая острая проблема.


Почему Вы так уверены что КПД вырастет?

Так почему же рассеиваемая мощность растет быстрее, чем выходная при повышении напряжения питания? Физическая суть?!
P.S. Ответ в Вами же приведёной эквивалентной схеме.
Кстати тоже будет происходить и при снижении питания.

Когда Вы видите на Вашей «субгармонике» f/2 самовозбуждение – это уже никакая не вероятность, а просто неустойчивая работа. Является результатом либо не полноты исследования устойчивости, либо вообще отсутствием проведения таких исследований.

Этот резистор к устойчивости не имеет никакого отношения. Вероятно, просто для удобства построения цепей смещения. Возможно, этот резистор имеет нужный температурный коэффициент сопротивления для поддержания более стабильного тока смещения стока. Это всё фишки Integra. В т.ч. и включение подстроечного резистора на плате усилителя по схеме реостата, а не потенциометра. При таком включении, кстати, плавающее контактное сопротивление движка подстрочного резистора может быть причиной нестабильного смещения.

Конечно всё можно делать по методу проб и ошибок. Но что касается устойчивости, то уже много лет как существует теория (начиная с критерия устойчивости Найквиста и заканчивая более сложными методами оценки устойчивости).

Вы всё пишите про какой-то КПД. Может Вы имеете в виду КПД стока (Drain Efficiency - DE)? Но ведь КПД стока зависит от выходной мощности. На какой мощности необходимо оценивать DE?
Кроме того, интересно по какой формуле вычисляется DE? Насколько я понимаю, Вы измеряете средний потребляемый ток в стоковой цепи Ic.ср?

Измерил на VNA.


Есть такие данные по другим транзисторам. Но в этом надо убедиться экспериментально, причем настройку внешних плат можно не менять, чтобы перейти в режим с большей раскачкой по напряжению сток-исток и меньшим током стока.


В первом приближении напряжение питания растет, активная нагрузка смещается в неоптимальный режим с меньшей раскачкой напряжения сток-исток и большим током стока (судя по ВАХам). Следовательно выходная мощность падает, а рассеиваемая мощность растет. А при меньшем напряжении питания ток стока при той же самой нагрузке будет меньше, но и Рвых будет меньше, поэтому КПД стока может и вырасти.


Насколько я понимаю, моделирование и измерения, связанные с расчетом мощного СВЧ транзистора имеют свои ограничения, и до конца совпадения с экспериментом не достичь. Но вот недавно появились Х параметры, может они дадут на это ответы.


Да, именно КПД стока. На уровне в 30 Вт.


КПД стока = Рвых/(Uси*Ic.пост). Измеряю постоянный ток стока Ic.пост.

Если не секрет, MePavel, а как Вы рассчитываете транзистор, например для получения оптимального входного и выходного импедансов на большом сигнале: измеряете тестовые платы с настроенными внешними цепями или используете нелинейную модель?

Оценка резонансных частот проводилась по S-параметрам, измеренных на большом сигнале? Тогда что являлось критерием резонансной частоты?

Разумеется для транзисторов, работающих на частотах, где ток через выходную емкость транзисторного кристалла меньше тока, протекающего через нагрузку, Ваши предположения верны.

А что мешает использовать не "ту же самую" нагрузку при изменении напряжения питания? Так то в первом приближении Ваши рассуждения для идеального транзистора без паразитных емкостей имеют место. Потому на относительно низких частотах Вами описанную тенденцию можно отчетливо наблюдать, но 3 ГГц для LDMOS-кристаллов Integra далеко не низкая частота.

X-параметры, строго говоря, вообще не были призваны давать ответы на вопросы исследования устойчивости. В практическом отношении лучше подойдут обычные S-параметры, поскольку из-за высокой трудоемкости измерений X-параметры определяются для достаточного скудного количества частот и других условий работы устройства. В X-параметрах больше делается ставка на точное воспроизведение нелинейных искажений (частотного спектра модулированного сигнала) в зависимости от частоты, входной мощности и импеданса нагрузки. Сопутствующим бонусом к этому является информация о КПД.
Поэтому на практике Х-параметры описывают поведение устройства, работающего в более ли менее оптимальных режимах. В Вашем же случае нелинейные искажения мало интересуют, а режимы работы транзистора Вы хотите выбрать далекими от оптимальных. И ещё при этом хотите получить более высокий КПД при выходной мощности, соответствующей оптимальному режиму. Х-параметры тут явно не помогут.
А что касается совпадения с экспериментом, то современные компактные нелинейные модели, на мой взгляд, дают впечатляющее совпадение. Некоторое рассмотрение этого было в этой теме
Да и с другой стороны нет большого смысла делать такие модели, точность которых в несколько раз превосходит технологический разброс параметров (характеристик) устройства. Поэтому считаю, что совпадение моделирования с экспериментом сейчас на хорошем уровне.

Насколько я понял Pвых и Ic.пост - средние значения. Тогда формула КПД стока, вообще говоря, неверна для импульсного режима. Должен учитываться тока смещения (покоя) стока и скважность импульсов.


Рассчитываем, скорее используя линейную модель (над нелинейной пока ведутся работы). Причём критерием расчета обычно является получение заданного рабочего диапазона частот при максимально удобных оптимальных импедансов источника и нагрузки. Обязательно учитывается распределение токов на внутренних элементах транзистора и элементах согласующих цепей.
Реальные оптимальные импедансы в конечном счёте измеряем чаще при помощи универсальной тестовой оснастки и тюнеров импеданса или с помощью специальных "тестовых плат", как Вы написали. Тут ничего необычного.

Нет, по измерениям КСВ на малом сигнале при подаче рабочего напряжения сток-исток.


Тогда надо поменять настройку и настроиться на максимум КПД. Таким образом скомпенсируем потери в выходной емкости при неоптимальной активной нагрузке (с меньшим током стока).


Т.е. Х параметры дают полную информацию о транзисторе, но в определенных условиях и на определенной частоте и спрогнозировать поведение транзистора на других частотах по этим измерениям - нельзя?


Учитывается: Ic.пост=(Iизмер-Iпок)*Q+Iпок.


Сравнение с экспериментом делаете по резонансным частотам на малом сигнале?

Тогда непонятно на какой импеданс нагружен неподключенный к VNA вывод транзистора? Насколько я понял при этих измерениях Uзи = 0?

Предположим у Вас получится настроиться на максимум КПД. Только скомпенсировать тепловые потери в выходной емкости транзисторного кристалла в принципе нельзя. Для этого надо менять не настройку, а транзисторный кристалл. По опыту измерений, максимальный выигрыш в КПД стока для данного типа кристаллов в сравнении с настройкой на максимум заданной выходной мощности будет порядка 1 %. Получить 45% КПД стока (не учитывая запас на погрешность измерения, технологический разброс), когда максимум, что получилось – это 38 %, вряд ли удастся. Финты с сильным снижением напряжения питания тем более не помогут. Допускаю, что при достаточном запасе по выходной мощности имеет смысл снизить напряжение питания с 32 до 28 В, но не более.

Если частотных точек снято много, то интерполяция на промежуточных частотах может волне адекватно сработать в случае X-параметров, точно так же как и для S-параметров. Речь шла о том, что прогнозировать надо поведение не только на разных частотах, но и в разных режимах по постоянному току, уровнях входной (выходной) мощности, импедансах нагрузки и т.д. Как видите, слишком много разных вариаций режимов работы транзистора при измерении X-параметров и, следовательно, очень высока трудоемкость измерений. Поэтому X-параметры выгодно снимать только при небольшом уходе от оптимальных условий и в рабочем диапазоне частот.
А за пределами диапазона режимов измерения X-параметры, можно сказать, не работают.


Теперь формула верна.


Это делается скорее не для сравнения с экспериментом, а для быстрой оценки соответствия образцового (эталонного) транзистора транзистору из небольшой партии опробования, чтобы проконтролировать точность и стабильность технологических процессов производства.

На 50 Ом. Либо второй вывод транзистора также подключается к другому порту VNA и смотрим КСВ со стороны второго порта. Да, Uзи = 0.

А не пробовали ли Вы считать транзистор с помощью программ электромагнитного анализа, например CST? Т.е. измеряем на VNA (или считаем) оптимально настроенные внешние согласующие платы, далее делаем электромагнитный анализ корпуса транзистора и всех внутренних цепей согласования, стыкуем все это и получаем импеданс кристалла на большом сигнале.

Если настроить внутренние согласующие цепи по минимуму КСВ в центре рабочего диапазона частот (как Вы описываете), то в номинальном рабочем режиме транзистора эта настройка не будет являться оптимальной. Настраивать лучше на большом сигнале.

Так делать не пробовали, потому что результат будет иметь слишком большую погрешность (точно воспроизвести элементы согласующих цепей очень трудно. Это же всё-таки не полосковая структура.).
А если делать как Вы хотите, то тогда логичнее и транзисторный кристалл моделировать в электромагнитном симуляторе.

Мы внутренние цепи не настраиваем по минимуму КСВ, а просто выбираем резонансные частоты для того, чтобы емкости кристалла были лучше отстроены в полосе частот (выход), либо обеспечивали необходимую трансформацию (вход).


Кристалл сложно так моделировать, т.к. надо учитывать обратные связи и нелинейный характер емкостей, а в идеале рисовать всю его структуру.

Тогда что есть резонансная частота на частотной зависимости КСВ?

Да, Вы правы, я не так понял предыдущую фразу.
А как можно на большом сигнале настраивать внутренние согласующие цепи? Мы на большом сигнале настраиваем только внешние платы. Вы имеете ввиду настройку на большом сигнале внешних согласующих плат для различных вариантов сборки внутренних цепей согласования?

Сложно, но можно.

В самом трудоемком варианте именно это имею ввиду. Но можно пользоваться какими-либо трансформаторами сопротивлений для настройки на оптимум, а потом с помощью VNA измерять получивший оптимальный импеданс нагрузки/источника. И идеале удобнее всего пользоваться прекалиброванными автоматическими тюнерами импеданса. Так же существуют очень эффективные методы активной нагрузки.

Вы сталкивались с зарубежными работами на данную тему? Мне почему то не попадались такие статьи, обычно кристалл представляют в виде диэлектрического блока и все.


Вы имеете ввиду load pull анализ? В цепях от транзистора до трансформатора обычно есть потери (может это особенности нашей оснастки), и у нас нет автоматических тюнеров импеданса. А что за методы активной нагрузки?

Логично, ведь кристалл моделируют отдельно.


Да.

Потери в оснастке можно измерить с помощью VNA.

Можете поискать на тему Active Load Pull. Но для транзисторов большой мощности такой метод может быть достаточно дорог.

Вы имеете ввиду расчет кристалла в программе Sentarius TCAD?


Как я понимаю, load pull анализ невозможен без автоматических тюнеров? Да и VNA не каждый подойдет. Похоже в нашем случае остается самый трудоемкий вариант.

Как один из вариантов. Можно ведь и более упрощенные модели кристалла создать в любых доступных симуляторах.

Возможен. Всё автоматическое можно заменить ручным. А для метода с активной нагрузкой можно обойтись и без тюнеров вовсе.

Я думаю, что любой VNA подойдёт.

А что это за симуляторы? И что получается после такого моделирования, эквивалентная схема кристалла?

Каких-либо специализированных симуляторов для кристаллов, кроме T-СAD, я не знаю. Так же есть специализированный софт от Agilent Device Modeling and Characterization Products.

Как вариант - схема. Так же выходными данными могут быть параметры N-полюсника.

Спасибо Вам, MePavel за советы и разъяснения, многое прояснилось.

Пожалуйста.