Доброго времени суток.
Возникла необходимость точно измерить импеданс двухполюсника (платы с внешними цепями согласования транзистора). Основная сложность заключается в проведении калибровки в сечении выводов данной платы. Вычитал, что наиболее оптимальная калибровка для таких высокочастотных измерений - это TRL калибровка. Измерять платы надо на частоте примерно 3 ГГц.
В наличии имеется 4-х портовой анализатор цепей N5230C PNA-L. Кто-нибудь делал TRL калибровку на данном VNA и вообще это возможно?
И еще есть вопрос: имеет ли смысл самим изготовливать калибровочные наборы (стандарты) для данной калибровки?

Can you you make a conventional SOLT calibration on coaxial ports and then shift the phase reference plain to the edge of your PCB?



TRL calibration is possible with any VNA, but there could be two cases:
1. If TRL calibration is built into the VNA, the only thing you need to do is to type in your calibration coefficients (inductance of the "short", length of the "line", etc.). VNA will do the calculations for you.
2. If VNA is old and does not have build in TRL, then you need to do the calculations yourself, manually.

In both cases the accuracy of the calibration will depend on how accurate your calibration coefficients.

Надо будет измерить отдельно порт и вычесть его S-параметры из суммарного измерения порта+PCB? Достаточно ли его измерить только с закароткой в месте, где он припаевается к PCB или надо еще что-то делать?



А как узнать встроен ли TRL в VNA? В разделе калибровки есть кнопка с переключением TRL/SOLT, это значит встроен?

Можно фото, где видно, как Вы собираетесь подключаться к плате? Какой импеданс предполагаете? Калибровка TRL прелестна только тем, что использует частично-определенные меры. Без привязки к высокому или низкому частотному диапазону. До 3 ГГц Вы можете использовать обыкновенный калибровочный набор SOLT. Калибровку Вы собираетесь делать однопортовую? Ведь у Вас двухполюсник? А TRL применяется для четырехполюсников, тк проводятся измерения на проход. В однопортовом случае TRL не работает.
Есть смысл самостоятельно изготавливать меры под Вашу оснастку, если есть возможность эти новые меры описать (измерить, замоделировать).



Да, измерение порта и учет его из суммарного измерения решается калибровкой. Порт по-хорошему калибруется на 3 меры (если однопортовое-таки измерение): на ХХ, КЗ и нагрузку согласованную. Приэтом - калибровку порта желательно делать по тому месту, где будет потом цепляться DUT. Но это не всегда возможно, из-за особеннностей DUT. Тогда городят оснастку и калибруются в оснастке.

Посмотрите, вот тут недавно обсуждали http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=122710

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Импеданс примерно такой: 2-j4, если вешать 50 ом с левой стороны от PCB.

Как я понял надо провести полную 2-х портовую SOLT калибровку и для этого надо изготовить оснастку: SHORT, THRU, LOAD и OPEN?
Подойдет ли в качестве основы для такой оснастки деталь, изображенная на фото справа от PCB? Таким образом, получается весь калибровочный набор можно сделать из этой детали: в случае с LOAD - надо вешать 50-ти омный (или два 100-омных) SMD конденсатор в месте, где микрополосок порта этой детали припаевается к PCB? И использовать эту деталь сначала для одного, а затем для другого порта.
А в случае с THRU надо запаять такие две детали друг на друга со сторон микрополосков? Итого - 4 детали.

Надо пробовать. Всё вроде так. Если получится замоделировать эту деталь в состоянии КЗ, ХХ и СН, можно попробовать использовать ее замоделированное описание (в форматах s1p для нагрузок и s2p для перемычки) в качестве данных описания нагрузок.
PS Резьба у вас метрическая на детали. Не накрутится на дюймовую вилку. обратите внимание.

Since you use a standard N connector, I would just assume that you have a piece of a 50 Ohm transmission line with no loss in front of your PCB, and then de-embed the measured results according to the length of this line.



Yes, this is an indication, that you are a lucky owner of a VNA with build in TRL calibration

Что значит замоделировать? В программе электро-магнитного анализа?
А имеет ли смысл сделать еще 2 детали для TRL калибровки: две линии с разными длинами?

Для калибровки хорошо бы иметь описание нагрузок, не просто как 50 Ом для СН, а ее характеристикой. Коэффициентами отражения от частоты. Если можете сделать такое описание - будет хорошо. Если не сможете, тогда попробовать стандартные коэффициенты для нагрузок.
Можно сделать и две линии для TRL. Но и для них надо описание будет. Delay, Z0, потери.
Дальше только пробовать.

А описание как сделать: измерить каждую деталь и подогнать ее S параметры под эквивалентную схему (это моделирование Вы имели ввиду)? Не подскажите литературу на данную тему?

В этом деле большой специалист MePavel. Будем ждать его комментариев.
Но когда этот вопрос я у него спрашивал, он сказал, что для обычной работы сойдет. т.к. направленность направленников у современных анализаторов цепей очень хорошая, что позволяет калиброваться и промерять такие маленькие значения импедансов.
У меня тоже в ближайшее время изготовится аналогичная оснастка. Тоже буду каллиброваться.
Я как вижу работу с такой штукой:
1. настроить каскад. измерить
2. разобрать.
3. каждую половинку полностью обмерить.
4. из данных каскада вычесть полуполовинок, что и будет целью.

Кстати, что за переходы? Это остатки советского прошлого?
когда я обмерял аналогичные переходы, которые нашёл на кладбище, было очень тоскливо. Они работали до 200МГц. Я отказался от такого варианта т.к. 1 - ограниченное количество, 2. - плохие параметры, 3. - есть дешёвый импортный аналог. вот этот например или этот. Из минусов которых - ну немного поосторожнее в работе с тяжелым железом.

В данном случае планируется откалибровать всю систему в сечении PCB и измерить напрямую эти платы, без de-embedingа. Если я правильно понимаю, Ваш способ можно использовать как проверку или наоборот.


Мы такие разъемы используем при измерении энергетических параметров транзисторов в S диапазоне, при этом потери там не существенны. К тому же у нас вся оснастка с такими разъемами

см. п.3. моего плана.
Там основная сложность связана с точностью измерений. т.к. у измерительных приборов данного типа погрешности растут при отклонении от 50Ом. В соседней ветке это обсуждалось.
Вот примерно такие картинки.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
файл http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5991-0213EN.pdf

Хотя можно для повышения точности делать трансформаторы сопротивлений как например у Маури. И уже работать с тратом не 50-ти оманым, а с 10-ти омным или с пяти омным. Но эти трансформаторы обычно узкополосны. Конструктивно это плавно расширяющийся микрополосок. Вот жаль фотку не могу найти.

Всё упирается в понятия необходимости и достаточности. С какой точностью необходимо измерить?... И как это подтверидить.
Что часто самое сложное.


Это у Вас свои? Или покупные.
Когда я обмерял их, то выявил, что опорные шайбы центрального проводника, которые внутри, вносили самый большой скачек импеданса, который потом ну ни как не убрать. А было 2 шайбы в этих соединителях. КСВ скакал. И о широкополосном коаксиально-микрополосковом переходе можно было и не думать. Хотя можно было конечно их использовать, согласовав чипами на нужной частоте, но я отказался от этого т.к. потом сложно всякие заключения делать...
А дешевые SMA и работают до 6ГГц, что меня устраивает.

Покупные. У нас таких проблем нет, КСВ близок к единице. Видимо у Вас дефектные переходы были.

Вообще-то мощные транзисторы пердпочитают измерять низкооомной измериловкой. Например многие диаграммы Смита приведены не к 50, а к 10 Омам. Може те ли посоветовать низкоомные эталоны для калибровки, такие, что бы замещали исследуемый транзистор? Ну и направленники с транформаторами импеданса в цепи измерения- может у кого фотографии есть внутренностей таких устройств.
Обычные монолитные шайбы разъемов для измерений не подходят- используют или шайбы с радиальными отверстиями, или с лучевой поддерживающей структурой.

Stefan1, serega_sh____, there is a record of a very nice webinar which nicely shows how to characterize matching circuits of PAs.
It is available for download here: http://www.microwavejournal.com/Webinar_17sep14 (you might need to register)
I would highly recommend to watch it. That would answer many of your questions.

Спасибо за ссылку!

Мне кажется это только визуализация данных. А измерение проводилось на стандартной измериловке.

Добрался я таки до фотографий. Вот, то что я смог найти по этой теме.
Нажмите для просмотра прикрепленного файлаНажмите для просмотра прикрепленного файла
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Так в последенем аттаче как раз 10 омные фихтюры и показаны. И кит для их калибровки. Мне просто рассказывали, что была и версия с интегрированным направленником.

Это кто как смотрит на этот последний файл.
Лично я вижу так.
1. Слайд 6 - обычные стандартные, 50-омные подключайки.
2. Очень интересен слайд 13 - показана конструкция
3. Слайд 18 - это уже макетирование, на этой штуке.
4. Слайд 19 - вот и измерение наших СЦ. Измеряется без заморочек с трансформаторами сопротивлений. точно так как сделал т.с.

В Transistor_Test_Fixtures.pdf действительно описан обмер трансформатора обычной 50 омной линией.
Вот только в Maury_4T_005.pdf упомниается интесная штука "1 Thru and Reflect standards built into fixture, external Line standard provided." Т.е калибровка идет с использованием трансформатора на низком сопротивлении.
По поводу интегрированного направленника- ищется что то типа как в аттаче. Напаянный снизу на подложку микрополоска коаксиал со щелью. Щель-сложной формы, за счет чего достигается широкополосность направленника.

Документация говорит, что возможно - Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Если просто произвести нормализацию по закоротке, то на 3 ГГц неидеальность закоротки может дать некоторую систематическую погрешность, а ошибка направленности даст большую погрешность при измерении средних и больших импедансов. Кроме закоротки можно использовать просто холостой ход. Если передающая линия близка к 50-омной, то это сработает.

Уважаемая Olesia, много ли Вы видели калибровочных наборов SOLT для микрополосковых линий? Представляете, какой должен быть спектр охарактеризованных калибровочных мер под разные ширины микрополоска и толщины плат?

Вообще и для однопортовых, и для двух портовых измерений на микрополосковых линиях используют TRL-калибровку (на частотах выше 500 МГц особенно актуально, хотя всё зависит от длины Delаy Line).
См. фото двух оснасток.



Левая и правая половинка представляют собой широкополосные трансформаторы импеданса (0,8 – 18 ГГц), с одной стороны они имеют коаксиальный 50-омный разъём, с другой стороны оканчиваются микрополосковым выводом. Между этими половинками находится линия задержки (Delay Line) с известным волновым сопротивлением 12,5 Ом – это и есть одна единственная калибровочная мера в случае TRL калибровки. Причём в данном случае не важно знать её точную длину и потери. Главное, чтобы длина Delay Line удовлетворяла соотношению λ/12 < l < λ/2 и было известно её волновое сопротивление.
Для создания модели оснастки (или калибровки VNA) достаточно сделать 4 замера: по одному замеру каждой половинки на холостой ход (что более просто и довольно точно) или на закоротку (что несколько сложнее и менее точно), один замер с Delay Line и ещё Thru (две половинки соединяются вместе).

На мой взгляд, достаточно дорогостоящая процедура изготовления такого типа калибровочных мер. Самое сложное – это изготовление согласованной нагрузки, например, на номинал 12,5 и под нужную ширину вывода (толщину диэлектрика). Если такое попытаться замоделировать, то тогда вообще смысл теряется в реальной калибровке оснастки. Проще тогда всю плату ТС замоделировать и, таким образом, узнать искомый импеданс.

Насколько я понимаю ширина вывода транзистора и ширина 50-омного микрополоска сильно отличаются. Из-за этого обстоятельства прямое измерение достаточно низкого импеданса 2-j4 на 3 ГГц даст существенную ошибку. Ширина вывода транзистора где-то 6 мм, а 50-омный полосок имеет ширину 1,5-2 мм, рискну предположить, что вместо 2-j4 Вы получите результат примерно (1.9..2)-j(0..2). Т.е. емкостная составляющая будет занижена.

Тогда уж не лучше ли провести однопортовую калибровку по методу SOL той части оснастки, что изображена слева? Тогда Вам понадобится всего-то закоротка, холостой ход сам получится, а в качестве LOAD лучше изготовить такую же вторую половинку и накрутить на неё коаксиальную согласованную нагрузку из калибровочного набора для VNA. Таким образом Вы можете измерять импеданс исследуемой платы, с помощью щупа откалиброванного выше. На обратный конец исследуемой платы при этом лучше накрутить 50-омную нагрузку, которая использовалась при измерении транзистора на большом сигнале (чтобы точно воспроизвести все условия измерения).

Если есть возможность провести THRU с нулевой длиной (а в случае калибровки микрополосков такая возможность должна быть), то для линий задержки не важно знать задержку и потери. Имеет значение только лишь Z0. Точное значение задержки и потерь нужно лишь тогда, когда нет возможности сделать идеальное THRU с нулевой длинной. Например, когда используются одинаковые гендерные коаксиальные разъемы Male-Male или Female-Female, в этом случае нужно использовать две линии задержки. Причём только для той линии задержки, которая принята за THRU необходимо точно знать "Delay, Z0, потери", а для той что используется как Delay Line достаточно знать только лишь её Z0.

Две детали Delay Line даже вредно. В этом случае для самой короткой линии задержки нужно её точное описание. Лучше калиброваться с одной линией задержки. При калибровке на THRU просто соединить вместе две половинки оснастки, т.к. при этом можно считать перемычку идеальной (с нулевой длинной и нулевыми потерями). Однако ширину нулевой THRU следует точно соблюдать.

Смысл вообще тогда измерений теряется. На мой взгляд у вас есть два способа. Первый описан выше. Т.е. пользоваться 50-омным коаксиально-полосковым "щупом", предварительно откалиброванным с использованием идеального калибровочного 50-омного набора в настройках VNA. Затем в электромагнитном симуляторе делать поправку на ширину вывода. В этом случае получите достаточно высокую точность измерений.
Второй способ делать оснастку, типа MT964 с двумя экспоненциальными переходами под нужную ширину вывода и толщину диэлектрика с Delay Line. Всё это откалибровать по методу TRL, предварительно задав соответствующие параметры калкита в VNA. Далее одной из половинок пользоваться как щупом в первом случае. Точность измерения этим способом будет выше.
Если ширина вывода транзистора и ширина микрополоска такой оснастки совпадают, то получаем сразу нужное значение без пересчета. Если даже и отличаются, то так же можно сделать коррекцию на ширину вывода в EМ-симуляторе. При этом эта коррекция будет более точная (чем коррекция микрополосковый структуры исследуемой платы), ввиду большей однородности плавного перехода. Кроме того, экспоненциальный переход в данном случае обеспечивает трансформацию сопротивления вниз, что повышает чувствительность и точность 50-омного VNA при измерении низкого импеданса.


Не совсем понял, что представляют собой "полуполовинки"?

Кстати очень хорошие и недооцененные коаксиально-полосковые переходы:

• Э2-116/1 ЕЭО.223.017 ТУ (папа)
• Э2-116/2 ЕЭО.223.017 ТУ (мама)

Знать бы где сейчас такие можно купить, а то уже заканчиваются. Делал модели этих переходов (есть файлы S-параметров). По крайне мере до 4 ГГц отлично работают.

Ничего себе до 200 МГц! Он у вас либо сломанный, либо центральный контакт изношенный (загрязненный).

Если смотреть на ссылки, то это совсем не аналог. Ваш аналог жалкие 3,5 мм, а не 7 мм. Следовательно более низкое пробивное напряжение, большой износ, низкая механическая прочность. Пожалуй единственным минусом данных отечественных КПП тип-III является наличие метрической резьбы (нужны соответствующие переходы) и то, что они больше не выпускаются. А достоинство в том, что очень удобно крепить на металлическое основание. Так же удобно использовать в симметричных полосковых структурах.



Эти трансформаторы (которые у Maury MW) наоборот имеют очень широкий диапазон частот. См. даташит MT964, рабочий диапазон частот 0.8 - 18 ГГц. (там же приведены частотные зависимости 10-омной оснастки)
А более "узкополосные" трансформаторы показаны у Focus MW, например, слайд 9 и 13. Микрополосковая линия вроде бы не 50-омная.

Кстати на слайде 13 вообще безобразие. Транзистор в корпусе SOT502A с шириной вывода 12,7 мм подключают к оснастке с шириной полосоковой линии в несколько раз меньшей. Может конечно фото делалось, чтобы показать вставку под водяное охлаждение, а платы менять не стали.

Спасибо всем за ответы! Но все равно остались вопросы, заранее извиняюсь за их сумбурность, т.к. новичок в этом деле.


А как именно "накрутить согласованную нагрузку"? В качестве LOAD Вы имели ввиду сделать так как показано на рисунке ниже и там справа накрутить 50-ти омную нагрузку? Но тогда получается, что эта новая деталь LOAD будет иметь еще и индуктивность микрополоска и перехода. Получается надо этот переход справа измерить, предварительно откалибровавшись, и вычесть из суммарного измерения?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Если я правильно понял - экспоненциальный порт - это такой порт, как на рис ниже? Его надо ставить в сечение транзистора, вместо детаели справа на предыдущем рисунке?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Под "щупом" Вы имели ввиду плату откалиброванную в сечении вывода транзистора? Если щуп нужен для измерения второй платы, тогда почему бы не сделать просто 50-ти омную (или постепенно расширяющуюся к размеру вывода транзистора) линию вместо этой платы?


Идеальный калибровочный 50-омный набор - это тот, о котором Вы писали: SOL?
И что значит сделать поправку в электромагнитном анализе? Зарисовать там плату и подогнать ширину вывода под измеренные S-параметры?


Не понял про два экспоненциальных перехода - что значит "под нужную ширину вывода и толщину диэлектрика с Delay Line"? Вы имели ввиду: один экспоненциальный переход со стороны входа транзистора, другой - со стороны выхода транзистора? При чем здесь тогда Delay line?

Delay line для второго способа должна быть как на рис ниже, только надо диэлектрическую плату напаять на среднюю деталь с шириной полоска равного ширине вывода?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Интересно было бы взглянуть на данные модели. Если можно, не могли бы Вы их выложить?

Да именно так. Но, на мой взгляд, можно эту проблему решить проще и в результате получить более высокую точность калибровки. Об этом напишу ниже.

Ощутимой реактивной составляющей микрополоска и перехода при подключении к 50-омной линии в идеале не должно быть. Насколько я понял ширина полоска на «щупе» выбиралась исходя из получения требуемого характеристического сопротивления микрополосковой линии Z0 = 50 Ом?
Если это так, то ниже более подробно опишу как можно сделать с помощью подручных средств измерительный 50-омный «щуп» из того изделия, что выделено красным на фото ниже.



1) Следует учесть, что коннектор на щупе имеет метрическую резьбу. Поэтому надо бы позаботиться о том, как подключить его к VNA. Я, например, использую микрановские переходы для этой цели. Можно, конечно, рискнуть подключить к VNA просто кабель тип III (папа-папа).
Не буду дальше на этом заострять внимание. Предположим, к одному из измерительных портов VNA подключен гибкий и достаточно стабильный кабель. К нему в будущем планируется подключать измерительный «щуп».
2) Запускаем однопортовую калибровку предварительного прогретого VNA. В мастере калибровки выбираем идеальный калибровочный 50-омный набор. Накручиваем на открытый конец кабеля какую-нибудь хорошую согласованную 50-ти омную нагрузку (например, коаксиальная нагрузка из калкита, ваттметр, аттенюатор). Далее калибруемся в режиме LOAD (или MATCH).
3) Снимаем согласованную нагрузку. Вместо неё накручиваем «щуп». Калибруемся в режиме OPEN. Затем надежно замыкаем открытый конец щупа (например, медной фольгой, лучше напаянной на полосок щупа). Калибруемся в режиме SHORT. Всё.
4) Подключаем щуп к исследуемой плате и измеряем импеданс, как Вы показали на фото выше.

Почти так. Только я писал не «экспоненциальный порт», а экспоненциальный переход. Посмотрите на фото тех оснасток, что я приводил в предыдущем посте. Длина перехода должна быть не меньше λ/2 (по нижней рабочей частоте). А иначе смысл теряется в этом переходе. У вас на картинке он слишком короткий.

Так вот одна из хороших форм этой постепенно расширяющейся линии, как раз и есть экспоненциальный переход.

Да.

Можно и так, но мне достаточно знать значение измеренного импеданса. Смысл в том, что надо создать две почти одинаковые модели полосковых структур в ЕМ-симуляторе. У одной ширина вывода равна ширине вывода щупа, у другой – ширине вывода транзистора.

Нет, совсем не то имел ввиду. Но и Вас я не очень понял. Delay line – необходима, как калибровочная мера. И разумеется нужна только во время калибровки оснастки. При измерениях реальных изделий она не используется. А к такого рода оснастке можно подключать хоть транзистор, хоть плату, по типу Вашей. Толщина диэлектрика (его диэлектрическая проницаемость) и ширина вывода определяют характеристическое волновое сопротивление Delay line. Если толщина диэлектрика и ширина микрополосков вместе стыка совпадают, то тем выше однородность среды, и, следовательно, тем выше точность калибровки.

Совершенно верно, только таким способом можно не только одним махом узнать импедансы каждой половинки, но и получить их модели. Главное, чтобы механически всё точно было изготовлено.

Делал модели этих КПП в комплекте с микрановскими переходами на дюймовую резьбу, потому как всё остальное оборудование и калибровочные наборы зарубежные. Если очень надо могу попробовать изготовить модели чистых КПП. Основной смысл этих моделей – воспроизведение задержки и потерь. Для математического исключения в большинстве случаев этого более чем достаточно.

Не повлияет ли на точность, что 50-ти омную нагрузку вешать надо на кабель, а не в сечение микрополоска, который идет от перехода?
Также Вы предлагаете в качестве элемента LOAD использовать коаксиальную 50-омную нагрузку, а почему бы не использовать два 100-омных резистора в сечении калибровки?
И что это за идеальный калибровочный 50-омный набор?

А зачем вообще нужен этот пересчет в электромагнитном анализе? Мы ведь и так откалибровались в сечении вывода транзистора и мереем S параметры платы в чистом виде.

Из всего вышесказанного можно заключить, что есть 4 способа измерять данные платы (поправьте меня, если ошибаюсь):

1) Первый - однопортовая SOL калибровка детали слева (той на которой находятся внешние цепи согласования) и в дальнейшем использования этой детали (или щупа) для измерения точно такой же детали.
Здесь плюс в том, что мы калибруемся не в 50-омном сечении, а в меньшем (примерно 10 ом в данном случае) и, следовательно, точность измерений выше.

2) Второй способ - делать оснастку с экспоненциальными переходами и откалиброваться в сечении микрополоска равного ширине вывода транзистора. Затем провести двухпортовую TRL калибровку.
Как и в первом способе здесь измерения будут более точные за счет калибровки в сечении с меньшем импедансом, чем 50 ом. Кроме того, здесь проводится двухпортовая TRL калибровка. Как я понял это самый точный способ определения импедансов этих плат. Минус только в том, что надо изготавливать экспоненциальные переходы.

3) Третий способ - сделать щуп из детали справа (меньшая на рисунке). И проводить однопортовую SOL калибровку.
Это самый простой способ. Но поскольку калибровка здесь проводится в 50-омном сечении, следовательно точность измерений ниже, чем у первых двух способов.

4) До этого Olesia советовала провести двухпортовую SOLT калибровку. Если я правильно понимаю, такой способ получается более точным, чем Ваш третий способ (за счет калибровки), но менее точным, чем первые два способа, поскольку в тех случаях калибровка осуществляется на импеданс меньший, чем 50 ом.

Нет не повлияет, если полосок 50-ти омный (на фото он достаточно короткий, чтобы создать существенную ошибку направленности). А вот если напаять туда ещё два 100-омных резистора, то результат на 3 ГГц может быть куда хуже. Так же если выполнить аналогичную ответную деталь микрополоскового щупа с 50-омной нагрузкой, то получим туже неидеальность 50-омной нагрузки из-за щупа + неидеальность стыка. Вопрос: зачем лишние детали и проблемы при калибровке? Куда важнее при измерения низких импедансов подумать о надежной закоротке (SHORT) при калибровке.

В ПО VNA при калибровке должна быть возможность выбора калибровочного набора. В идеальном калибровочном наборе все калибровочные меры Open, Short, Load считаются идеальными. В реальном калките каждая калибровочная мера обычно описана эквивалентной схемой или S-параметрами.

Нужен пересчет, если ширина полоска щупа (калибровочных стандартов) не совпадает с шириной вывода транзистора. Особенно актуально на высоких частотах (единицы ГГц) и на низких импедансах (единицы Ом).

Низкая точность ввиду того, что самодельная 10-омная LOAD из чип-резисторов непонятно как и куда припаянных будет далека от идеальной. В широком диапазоне частот так же проблемно получить высокую точность.

Способ точный, но несколько дорогостоящий. Нужно позаботиться о хорошей плоскостности поверхности в месте стыков оснований и плат, а так же хорошем контакте при калибровке.

Если VNA стабильный и чувствительный (а у Вас он как раз такой), то при измерении импеданса 2 ома на частоте 3 ГГц с помощью этого способа, основными ошибками здесь будет скорее неидеальность контакта при измерении и калибровке, а не то, что калибровка проводится в 50-омном сечении.

Я бы рекомендовал попробовать самый простой 3-й способ, а уж потом рассуждать о потенциальной точности остальных методов. Как показывает практика, чаще всё упирается в неидеальность самой оснастки (с точки зрения воспроизводимости соединения, контакта и т.п.) а не в метод. Достоинством 1 и 2 метода является возможность создания моделей оснастки. Но первый метод актуален на высоких частотах только при наличии высококлассного микрополоскового калкита под заданную ширину микрополоска и толщину диэлектрика платы. Сомневаюсь, что последнее реально. На низких частотах (килогерцы, единицы-десятки мегагерц) SOLT калибровка просто незаменима.

Все таки не совсем я понял про этот перерасчет. Создаем две почти одинаковые модели полосковых структур в ЕМ-симуляторе. У одной ширина платы равна ширине вывода щупа, у другой ширина платы не равна ширине вывода транзистора. В случае, когда ширина щупа и платы одинаковая - мы получаем совпадение импеданса с измеренным вариантом. А в случае, когда ширина щупа не равна ширине вывода транзисотра у нас импеданс не совпадает с экспериментом и именно этот импеданс мы принимаем за верный, так?


По этому способу уже получил результат: на f=2,9 ГГц импеданс платы Z=3,3-j10. При этом калибровка получилась достаточно хорошей и по фазе и по амплитуде S11. Теперь можно перейти ко второму варианту - с экспоненциальными переходами и сравнить результат.
Кстати в этом способе, как я понимаю, перерасчет в ЕМ-симуляторе делать не надо только в том случае, когда импеданс щупа (полоска у маленькой детальки, выделенной красным прямоугольником на рис. выше) равен 50 Ом?

Вы проверяли правильность? каким способом? Как на таких частотах проверить адекватность измерений?
На сколько я понимаю самое сложное - правильно фазу измерить.

Вопрос больше к MePavel. На мой взгляд правильность измерения можно проверить моделированием платы в ЕМ-симуляторе, а также можно провести калибровку другим способом - с использованием экспоненциальных переходов и сравнить результаты.
Зачем фазу измерять? Можно сразу смотреть импеданс на диаграмме Смита. Самое сложное - точно откалиброваться в сечении измеряемой платы.

Вполне себе адекватный результат.

Ширина платы здесь не причём. Важен поперченный размер «порта» подключения к исследуемой согласующей цепи (СЦ). В идеале этот размер должен быть равен ширине вывода транзистора.
См. на фото ниже показана топология двух одинаковых СЦ. На той что слева, подключение осуществляется «щупом» с шириной полоска 1 мм (как в Вашем случае с 50-омным щупом), на той, что справа, показано подключение «щупа» с шириной, равной выводу транзистора (7,4 мм).



Ниже показан результат измерения импеданса этими щупами.



Получается, что 50-омный щуп (с шириной 1 мм) дает результат:
Z = 3,28 – j 10,2
а щуп с шириной вывода транзистора ( 7,4 мм):
Z = 3,45 – j 13,4
Разумеется последнее выражение и есть реальный импеданс источника или нагрузки транзистора.
И это очень хорошо согласуется с теорией ступенчатых переходов.

На мой взгляд чистое моделирование всей топологии СЦ в EM-симуляторе не может быть поверкой метода измерения, но грубые ошибки при измерении/калибровки отсечь может. Попробуйте изготовить оснастку из двух встречных экспоненциальных переходов с калибровочной Delay Line для TRL-калибровки.

Спасибо за советы, MePavel, очень помогли.

TRL оснастка с экспоненциальными переходами изготовлена:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Подход к калибровке был такой: сначала откалибровался в сечении коаксиальных переходов двухпортовой калибровкой по методу SOLT, затем измерил S параметры каждой детали и сделал их модель. К примеру модель для LINE/THRU представляет собой последовательно включенное активное сопротивление (для нахождения loss) и элемент для отстройки фазы (DELAY2 в AWR). OPEN представляет те же два элемента плюс нелинейная емкость. Смущает расхождение между измеренными S-параметрами и S-параметрами данных моделей (например фаза может отличаться на 10 градусов при рабочей полосе частот - 500 МГц). Сравнение измеренного импеданса PCB-плат (внешних цепей согласования) с импедансом, полученным в EM-симуляторе дает погрешность в активной части импеданса - 20%. Разница в реактивных частях импедансов не столь существенна.

Поделитесь пожалуйста опытом:
1) Такой подход верен или может быть надо как-то по-другому измерять и затем описывать данный набор?
2) Имеет ли значение то, что получается небольшая разница между импедансом элемента LINE и импедансами элементов OPEN (данные импедансы я могу определял из расчета в EM-симуляторе при навешевании 50 ом со стороны коаксиального разъема)?
3) Не влияет ли на погрешность измерения то, что при вводе значения импеданса Z0 элемента LINE нельзя ввести его реактивную составляющую, а вводится только активная.

Хорошая оснастка получилась. А какое у неё волновое сопротивление Delay Line?

Так модель не делается. Единственно, что Вам придётся рассчитать - это волновое сопротивление Delay Line, исходя из ширины микрополосковой линии, толщины подложки и её диэлектрической проницаемости.
А THRU - у вас должна быть просто перемычка нулевой длины. Модель соответствующая.
В общем у вас есть, как минимум, два варианта измерения импеданса при помощи этой оснастки.
Первый способ заключается в том, что можно произвести сразу TRL калибровку оснастки со стороны микрополосков при помощи встроенной функции VNA (не прибегая к предварительной калибровке в сечении коаксиально-полосоковых переходов (КПП)). Но прежде Вы должны задать новый калибровочный набор в программе VNA. Для калибровочной меры THRU задаётся нулевая длина, для Delay Line только волновое сопротивление, Open и Short - принимаются идеальными. Далее выполняется стандартная TRL калибровка VNA, после которой Вашу оснастку можно использовать как щуп.
Пожалуй единственный недостаток данной калибровки - это то, что времени от времени (или при замене кабеля, VNA) каждый раз нужно будет выполнять эту трудоёмкую процедуру.

Второй способ - создание модели оснастки. На выходе должно получиться два файла двухпоротовых S-параметров (*.S2P), соответственно являющихся моделями одной и второй половинки оснастки (экспоненциальный переход + КПП). Об этом способе я уже писал в этом посте.
Суть в следующем. Сначала производится обычная калибровка VNA в сечении коаксиальных разъёмов (КПП) (по методу SOLT, например). Далее производится однопортовый замер КО на холостой ход двух половинок оснастки с экспоненциальным переходом. В результате должны получиться файлы *.S1P, например:
Fixture_In_Open.S1P (первая половинка)
Fixture_Out_Open.S1P (вторая половинка)
Далее половинки соединяются через Delay Line и делается двухпортовый замер онастки. В результате получаем файл *.S2P:

Fixture_Delay_Line.S2P (S-параметры всей оснастки, соединенной Delay Line)

Потом половинки соединяются друг с другом линией THRU нулевой длины. Аналогично получаем двухпортовые S-параметры и сохраняем их в файл:

Fixture_Thru.S2P

Имея эти четыре файла S-параметров можно легко математически рассчитать двухпоротовые S-параметры оснастки, которые и являются её моделью:

Fixture_In.S2P (первая половинка)
Fixture_Out.S2P (вторая половинка)

По идее существует много утилит, которые генерируют файлы модели оснастки Fixture_In.S2P, Fixture_Out.S2P, используя файлы четырех измерений Fixture_In_Open.S1P, Fixture_Out_Open.S1P, Fixture_Delay_Line.S2P, Fixture_Thru.S2P, а также значения Z0 для Delay Line и длину (задержку) THRU.
Одной из таких утилит, входящих в комплект программного обеспечения фирмы Maury пользуюсь я. Так же не вижу проблем в написании собственной утилиты.
После того как получена модель оснастки, которая представляет собой расчётные S-параметры, можно приступать к измерениям, делая калибровку только в коаксиальном тракте в сечении КПП. Далее хоть в том же AWR можно математически вычесть оснастку из измерения, заложив S-параметры модели оснастки. Кроме того, ПО от Maury, например, позволяет вычитать модель оснастки через данные калибровки в самом VNA. Таким образом, сделав калибровку в коаксиальном тракте можно тут же получить калибровку, полученную первым способом и напрямую измерять S-параметры в сечении микрополоска оснастки.

Данные, полученные в EM-симуляторе, могут весьма сильно отличаться от реальности по многим причинам.

Что-то совсем непонятные действия.

Предполагается, что волновое (характеристическое) сопротивление отрезка микрополосковой линии постоянной ширины преимущественно активное и не зависит от частоты. В этом и суть TRL калибровки.

Z=5.2-j*0,2. Исходя из расчета в EM-симуляторе. В TXLine от AWR получается 5.14, при этом он ругается на соотношение W/H.
Ниже Вы пишете, что "волновое (характеристическое) сопротивление отрезка микрополосковой линии постоянной ширины преимущественно активное и не зависит от частоты". Получается, не имея возможности занести реактивную часть импеданса в описание меры, это приводит к погрешности при измерении после проведения калибровки?


А что касается минимальной и максимальной частоты для всех мер - их подбирают так, чтобы набег фазы для Delay Line лежал в пределах от 20 до 180 град, правильно?


Можно по-подробнее: как такую утилиту написать? Или подскажите пожалуйста аналогичную программу, которая находится в открытом доступе.


Имею ввиду небольшую разницу между расчетными импедансами элементов OPEN (с широкой стороны данной меры) и LINE. В описание меры OPEN надо заносить импеданс меры LINE, несмотря на то, что они могут несколько отличаться друг от друга?

Еще у меня вопрос про изготовление "щупа" из детали с внешними цепями согласования. Ранее Вы писали:

Пишите, что в качестве элемента LOAD надо подсоединить к данной детали вторую такую же половинку с накрученной на нее 50-ти омной нагрузкой. Имеете ввиду с такими же потерями? Получается надо будет воспроизвести аналогичную топологию и цепи питания?

Интересно каким способом Вы определили волновое сопротивление Delay Line в EM-симуляторе?

Delay Line - это специфическая мера. Предполагается, что это отрезок идеальной линии передачи с чисто активным волновым сопротивлением Z0. Смысла нет ловить мелкие погрешности, что-то вроде Z0=5.2-j*0,2, тем более, что если уж появилась мнимая часть волнового сопротивления, то значит последнее зависит от частоты. А если учитывать ещё и частотную зависимость мнимой части волнового сопротивления Delay Line, то в итоге всё это выродится не в идеальную линию задержки, а в некий четырёхполюсник с неизвестными параметрами.

Верно. Калибровку можно распространять на частоты, на которых фазовый набег в Delay Line и меньше 20 -30 градусов, но точность калибровки будет снижаться.

Утилита представляет собой программу расчета S-параметров двух половинок оснастки, исходя из S-параметров четырёх измерений OPEN1 (или SHORT1), OPEN2 (или SHORT2), DELAY LINE, THRU (как описано в предыдущем посте). Если честно, то не искал таких программ в открытом доступе, но я думаю, что они должны быть.
Но по моему мнению, уважающему себя инженеру не помешало было бы такие простенькие программы писать самому.

Я думаю, что в описание меры OPEN не надо ничего заносить, потому как мера "OPEN" отсутствует в случае калибровки микрополосоковых линий.

Данный способ, как я писал, самый неудачный и подходит, только если в качестве щупа просто отрезок 50-омного микрополоска. В случае, если в качестве щупа Вы хотите использовать топологию реальной согласующей цепи с цепями питания (а это вполне себе нормальное желание), то надо делать полноценную TRL калибровку, как я уже писал в этом и предыдущем посте.

Прошу прощения, в ЕМ-симуляторе я определял сопротивление меры OPEN, а не LINE. А импеданс LINE определял только в TXLine.


В каком плане отсутствует? Вы же писали об измерении двух половинок оснастки (экспоненциальных переходов) на холостой ход. При описании меры надо вводить импеданс Z0 или там можно поставить что угодно?


Для щупа в виде реальной согласующей цепи надо, чтобы обе части оснастки имели абсолютно одинаковую топологию или же допускается некие отклонения? Достаточно ли будет, чтобы их импеданс с широкой стороны совпадал?

Непонятно откуда у меры OPEN такое низкое сопротивление Z=5.2-j*0,2, если этой меры вообще нет? Или Вы измеряли импеданс со стороны КПП оснастки, когда последняя была нагружена на ХХ стороны микрополоскового вывода?
А в ЕМ-симуляторе можно легко рассчитать и волновое сопротивление Delay Line.
P.S. Для начала можно было бы и не усложнять себя расчётами, а просто сделать TRL калибровку по первому способу, как описано в посте #34.

Поставьте Z0 = 5-50 Ом, Z0 всё равно не будет учитываться, если длина (или задержка) в линии передачи калибровочной меры равна нулю! Так что просто занулите длину (задрежку) меры Open.
Тоже самое сделайте для калибровочной меры THRU (идеальная перемычка на проход нулевой длины), в калибровочном наборе она будет у вас называться, к примеру, как Delay Line 1.
Для меры Delay Line очень принципиально задание Z0, длину (задержку) можно указать приблизительно, как и потери в линии можно указать нулевыми (это неважно). Эта мера может называться как Delay Line 2.
При калибровке назначаете Delay Line 1, как THRU, а Delay Line 2 как LINE.

Совершенно не надо, ни чтобы обе оснастки имели одинаковую топологию, ни чтобы импеданс с широкой стороны совпадал. Топология может быть какой угодно. Главное, чтобы была возможность подключить Delay Line и закоротку, равную ширине Delay Line к контактной площадке. Вообще в идеале ширина полоска Delay Line (а так же закоротки THRU) должна не сильно отличаться (в разумных пределах) от ширины вывода транзистора.
Например, если ширина вывода транзистора колеблется в пределах 4-13 мм, то нет особого смысла делать ширину полоска Delay Line (а в случае экспоненциальных переходов и ширину их широкого вывода) больше 13 мм. Это внесёт лишние погрешности. И после измерений потребуется дополнительный пересчёт, учитывающий микрополосоквый переход с разной шириной линии. Но это необходимо, если нужна высокая точность измерений.
На практике для большинства мощных транзисторов, я бы рекомендовал оснастку с шириной широкой части экспоненциального перехода 11-12 мм.

Это импеданс с широкой стороны микрополоска (ширина = 17,2 мм, при толщине диэлектрика 0,38 мм и диэл прониц=2,33) при подсоединении 50 Ом со стороны узкой его части.


А как быть с импедансами портов? Т.е. задать импеданс портов в ЕМ-симуляторе = 50 Ом. А затем экспортировать S-параметры Delay Line в программу типа Microwave office и пересчитать в импеданс при подключенных 50-ти омных портах?


Видимо, под "закорокткой" в данном случае Вы имеете ввиду меру THRU, а не меру SHORT?
Ширина широкой части экспоненциального перехода у меня получилась 17,2 мм. А размер этот был выбран исходя из ширины подвыводной емкости экспериментально получившихся внешних цепей согласования, т.к. планируется измерять импеданс плат (а не самого транзистора).

У трансформатора сопротивлений надо было сделать на низкоомной стороне регулярную (постоянной ширины) часть полоска длиной с четверть длины волны- солверы часть сходят с ума при рассчете конусных переходов если возле портов нет регулярной части.
Вопрос- как организован земляной контакт при калибровке? Только снизу подложки, только рамка или еще как?

О, а я себе поставил задачку у микрухи замерить deembedded дифференциальный импеданс RX TX входов -выходов.
Надо рисовать каллибрейшн кит для TOSM, ибо девайс представляет собой микрополосковую линию с цепями смещения, плюс тонкие коаксиалы диаметром 1.5мм и длиною 30мм. Все на паре гигагерц, вот таким девайсом http://www.rohde-schwarz.com/en/product/zv...63493-9660.html у него два порта, виртуально можно обьеденить в дифф порт.

Совет про регулярную часть перехода относится к рассчету в ЕМ-симуляторе или к изготовлению мер?
Земляной контакт: плата с экспоненциальным переходом - с двухсторонней металлизацией. Сама плата напаяна на металлическое основание, причем хороший контакт обеспечивается в двух местах: в месте подсоединения 50-ти омного разъема и со стороны широкой части полоска.

Я имел ввиду, что можно рассчитать волновое сопротивление Delay Line, моделируя её в ЕМ-симуляторе. Измерения реальной Delay Line для этой задачи не рассматривались. А в симуляторе импеданс портов не принципиален.

Да.

Так импеданс плат зависит от ширины вывода транзистора, точно так же как эта самая как бы "подвыводная емкость".


А потом делать исключение этого четвертьволнового полоска? Интересно о каких солверах идет речь?
В EMSight такая процедура обязательна. AXIEM - это делает автоматически.

Только снизу подложки, поэтому важно, чтобы металлические основания оснастки и калибровочных мер прилегали плотно друг другу.

Огромное спасибо, MePavel, который раз выручаете меня!

Снова возвращаюсь к данной теме, поскольку опять возникли вопросы.
Прочел, что TRL калибровка исправляет все виды погрешностей, кроме погрешности на изоляцию, т.е. параметр S12 оказывается завышенным. А мне как раз нужно определить параметр S12 с высокой точностью. Как я понял, для калибровки погрешности на изоляцию требуется провести два дополнительных измерения с использованием мер LOAD. Но никак не пойму как и где их надо провести (в ходе ли обычной TRL калибровки или после нее дополнительно провести еще одну калибровку, чтобы последняя калибровка стыковалась с предыдущей TRL калибровкой), помогите пожалуйста разобраться в данной проблеме.

А какой порядок имеет коэффициент передачи исследуемого устройства? Если, например, минус 100 дБ, то, возможно, имеет смысл исключать погрешность на изоляцию.

Хочу построить модель корпуса транзистора с внутренними цепями согласования. Тест нужен для сравнения расчета в ЕМ-симуляторе с экспериментом и представляет собой корпус транзистора с закороченными на фланец проволоками (т.е. большие потери), к которому с двух сторон подходят микрополосковые линии. Исходя из расчета, данные микрополоски достаточно существенно влияют друг на друга и мне требуется исключить их влияние, а оставить только внутрикорпусное взаимодействие. При этом S12 примерно равен -30 дБ.
Для проведения калибровки на изоляцию никак не понятно как эти меры LOAD воткнуть в TRL калибровку (хотя похоже там есть такая возможность). Единственное, что приходит в голову: после проведения TRL калибровки просто измерить |S12| между микрополосками с прикрученными к ним мерами LOAD (при том же расстоянии между микрополосками, что и в тесте) и затем на компьютере вычесть их из |S12| измерения теста после TRL калибровки, но не уверен правильно ли так делать.

И каким расчётным значением |S12| характеризуется влияние микрополосковых линий?

А где написано, что мера LOAD позволяет по TRL-методу выполнить калибровку на изоляцию?

В зависимости от дины микрополосков, в расчете получаются значения |S12| порядка -30 дБ.


Пишут, что TRL калибровка убирает 10 ошибок, а оставшиеся 2 надо убрать через измерения двух мер LOAD и все, больше никаких пояснений. Статью могу в понедельник скинуть. К тому же в настройках TRL калибровки на VNA от Agilent помимо Thru, Line и Reflekt есть мера Isolation, но она не обязательная.

У этих двух оставшихся ошибок должно быть название или буквенное обозначение. Если не делать калибровку Isolation, то уже, как минимум, две ошибки Exf и Exr будут не учтены. Не знаю, что там за две меры LOAD такие. Скорее всего речь идёт о "низкочастотной" и "высокочастотной" согласованной резистивной нагрузке. У TRL-калибровки основной минус в том, что её точность частотнозависима и её невозможно сделать от 0 герц. Вот тут как раз резистивные LOAD и помогают перекрыть диапазон от 0 до 1..2 ГГц. Но это всё больше актуально для калибровки в стандартном коаксиальном тракте. С микрополосками всё хуже. Потому что там всё нестандартное (ширина, толщина подложки) и на каждый случай иметь где-то специализированную и описанную S-параметрами меру LOAD вряд ли возможно.
Моё мнение - Вы ищите сложности там где их нет.