Anatoliy, чем же эпопея всё-таки окончилась?

.......................................

Вообще-то, контроль радиодиапазона лучче делать не так.
По первому способу, полоса сигнала спускается вниз с помощью перестраиваемого гетеродина и фильтруется, после чего оцифровывается недорогим АЦП с гораздо менее героическими параметрами (сканирующий приёмник).
Если нужно непрерывное слежение за всем диапазонам, можно порезать его на полосы, спустить их в НЧ и цифровать несколькими недорогими АЦП с гораздо менее героическими параметрами.
Стоимость и энергопотребление таких штуковин можно сделать меньшим, а качество - гораздо лучшим (применить АЦП с большими ENOB).

Все правильно за исключением одного: если порезать на полосы то можно посмотреть спектр в широкой полосе, но нельзя произвести в этой полосе демодуляцию.

???
Почему?

Всю жизнь думал, что как раз наоборот.

1).Дальше модели дело так и не пошло,временно заморозили
2).Чтобы выбрать как лучше нужно хорошо знать назначение изделия.
3).Абсолютно неприемлемо по функциональности.
4).Наши конкуренты(НИИ) так и поступили - получился огромный шкаф,два года уже пытаются его довести до ума
5).Наше изделие с теми же параметрами как у них имеет размер небольшого чемодана и практически закончено,принято заказчиком.
В качестве АЦП пока применяем покупную плату с системой устранения интерливинга.

Кстати, TI недавно выдал 12-битный АЦП на 1Gsps, ADS5400.

Я знаю,но не подходит.Вот если б у него было 1,1Gsps...

если не секрет а зачем Вам такие частоты? Как Вы делаете платы для работы на таких частотах?

Всё-таки долговременная стабильность параметров АЦП будет сильно влиять на результаты. А почему не хотите сделать оба АЦП с перестройкой фазы (типа цифровых варикапов) входного клока? тогда можно оба подогнать в одну сторону - прокалибровать. Потом одно двигать до сдвига фаз 360 градусов, таким образом получается калибровка сдвига на произвольном сигнале. После этого легко отмеряете требуемые 180 градусов и всё на этом. Единственная проблема это полупроводниковые цепи в клоковом сигнале - значит будут получаться нечетные гармоники. Дальше встаёт вопрос требуемого динамического диапазона. Думаю, что 11-12 бит (заявленые на рассматриваемой плате) вполне достижимы даже с полупровадниками в цепях клока. Тогда никакой виртекс не нужен. Нужен только термодатчик, чтобы при прогреве производить автокалибровку сдвига фаз. Эта схема будет корректировать все фазовые разбросы экземпляров АЦП и разводки на плате (в т.ч. и из-за неравномерности температурного распределения по плате).
А в статье есть одна проблема: сигнал не должен превышать по частоте pi/Ts т.е. должен стоять аналоговый фильтр, обрезающий сигнал выше, чем 1/3.14 Fs т.е. с такой коррекцией мы не получаем всю полосу (по Кательникову 1/2 Fs), а должны довольствоваться лишь 1/3 Fs т.е. прирост частоты не n, а 2/3 n, а количество АЦП должно быть 2^n. За то не нужно прерывать работу АЦП.

Частота сэмплов выбирается согласно Найквиста,для полосы 500МГц + переходная область входного фильтра - 1,1GSPS самое оно.
Я уже говорил что пока применяем покупную плату,свою плату только развели и ещё не изготавливали.

Интересно, по каким именно причинам получились такие размеры?
Впрочем, догадаться несложно.
К количеству полос приёма это явно отношения не имеет.

А мне вот вообще непонятно, зачем нужны подобные извраты...
Разбейте диапазон 500 МГц на два поддиапазона по 250 МГц, и цифруйте каждый своим АЦП на здоровье. Можно с перекрытием, дабы в районе раздела не потерять ничего. Верхний можно вниз спустить, чтобы ENOB увеличить...

Бином Ньютона, пунимаеш...

В начале темы я уже обьяснял что две полосы не обеспечат требуемые параметры - минимум четыре должно быть.А это уже совсем другая песня...И район раздела как-раз самое интересное место
Изделие уже запущено в серию,структуру мы менять не будем,а себестоимость можно снизить как раз за счёт применения аналога ADX собственного изготовления.


1).Нестабильность никак не будет влиять на результат обработки,т.к. система ADX на лету вносит необходимые коррективы.
2).Кроме ошибки фазы есть ещё другие факторы,ADX борется с ними со всеми сразу.

Я не знаю о какой статье речь и какое отношение она имеет к ADX.Реальное тестирование выявило только одну поражённую точку на частоте Fs/4,но с определёнными оговорками с этим можно смириться.

Вы это не объяснили, а как бы постулировали.
С моей же точки зрения, именно разбивка диапазона на две части решает проблему кардинально, с лучшим динамическим диапазоном, и без героических усилий. АЦП можно применить те же самые, но с меньшей частотой выборки (скажем, 600 МГц на канал, что благотворно скажется на ENOB).

Чем же оно так интересно?

Впрочем, если изделие уже существует, - менять что-либо поздно, согласен...

Ещё пять копеек - Pushing the State of the Art with Multichannel A/D Converters:

Имел ввиду ту pdf, что вы тут выкладывали на 3 странице темы "blind equalization of ime errors in a time-interleaved ADC systems".
Приснился интересный и простой алгоритм решения как фазовой, так и амплитудной проблемы на лету...
Исходные данные: одинаковый сигнал на каждом АЦП с неизвестным смещением по фазе и по амплитуде.
Тогда мы можем наплевать на алайсинг (ведь исходный сигнал нас в данном случае не интересует) и предположить что у нас весь сигнал находится в полосе 312.5МГц (в полосе оцифровки каждого АЦП). Тогда мы его можем инетрполировать с нужной нам точностью по времени на какой-то тестовой выборке (например 1000 отсчётов). Добиваем нулями (нужным количеством чтобы получить нужную частоту сэмплирования, например 10ГГц или 100ГГц - нужно подбирать исходя из ENOB и вычислительных затрат). Далее делаем ких фильтр, который переносит сигнал в область 0-312.5МГц - получаем интерполированый по времени сигнал для обоих АЦП. Далее смотрим сдвиги максимума и минимума (максимума и минимума производных тоже) и по ним смотрим смещение фаз. Далее берём сигнал в один и тот же момент времени (с учётом сдвига фаз) и корректируем амплитуду по некоторому колличеству отсчётов чтобы усреднить шум. Таким образом мы получаем смещения по фазе и амплитуде для каждого АЦП. Это можно делать в параллель с процессом корректировки и таким образом мы ничего не прерывая делаем постоянную самоподстройку по произвольному сигналу.
Основной процесс будет состоять в такой же интерполяции сигнала на какой-то выборке с вставкой скорректированых по амплитуде отсчётов в нужные места и далее снова КИХ и выдача нужных отсчётов результирующего сигнала.

P.S. Чукча не читатель, чукча - писатель. Если что-то не понятно описал прошу не бросать камнями, а уточнить вопросом

А на модели что-нибудь получилось?

Поверьте,этот вариант рассматривался с самого начала.


Абсолютно согласен,причём не просто существует а работает и довольно неплохо.


http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=32258

Вот результат работы модели(по оси Х частота 0...Fs).На вход подаётся сигнал с генератора(верхняя картинка,видим сигнал и его образ).На средней картинке сигнал после обьединения данных с двух АЦП с отключенной коррекцией(к исходному сигналу добавилось два образа интерливинга).На нижней картинке тот же сигнал,но с включённой коррекцией,образы интерливинга подавлены.


Глубоко не вникал,по ходу вопрос:как Ваша модель отреагирует на сигнал с малым SNR?

Шум имеется ввиду какой? шум в тракте или шум непосредственно АЦП, который не коррелирован между собой? Если шум в тракте, то он для нас такой же сигнал как и всё остальное. Если имеется ввиду шум АЦП - тогда вопрос: зачем вам 11 бит разрешение, если вы всё-равно где-то внизу работаете динамического диапазона? Я ничего не моделировал, но для нормальной работы приведённого выше алгоритма навскидку можно сказать, что амплитуды сигнала должны быть много больше шумов АЦП в некоторые моменты времени. Тогда всё будет работать нормально. Если так не получается - значит можно подумать о различных усреднениях по времени: тогда сигнал будет оставаться одинаковым с точки зрения корреляций, а шумы АЦП будут усредняться и подавляться. Или вариант проще - запустить после интерполяции коррелятор и убить некоррелированый сигнал т.е. шумы АЦП. Дальше по поводу как улчучшить поведение при SNR можно читать много-много-много статей и пробовать много методов для конкретных применений - это классическая задача ЦОС и в пределах темы форума бесполезно пытаться её решить в общем случае.
Общий алгоритм примерно таков, а далее бантики навязывать уже можно сколько угодно.
Ещё важный момент: если АЦП будут из разных вафель - ничего не получится. Уверен, что ВСЕ цифры в наименованиях АЦП (номер лота, датакод и т.д.) на ADX совпадают для обоих АЦП. При том, что подбор проходит по параметрам АЦП (например, входной импеданс), чтобы оба АЦП были с одной "вафли". Тогда их параметры по импедансу входному и клоковому будут глубоко идентичны (это не подстраиваемые параметры, а технологичные в большинстве случаев). Только в этом случае возможна достаточно простая коррекция фаз и амплитуд цифровым образом.

Верю, но почему он всё-таки был отвергнут?
Вопрос, конечно, не совсем в тему - просто интересно.

Проблема первая - зеркальный канал.
При отстройке от нижней частоты полосы прозрачности фильтра(1,5ГГц),стоящего перед конвертором, на 25МГц (1,475ГГц)фильтр должен обеспечить затухание -75дБ.Вы можете предложить простое и элегантное решение?Двойное преобразование проблему не решает.В случае же интерливинга вместо 25 получается 50МГц,это легко решаемо.

Бр-р, ничего не понятно.
У Вас ведь задача - оцифровать сигнал в полосе 500 МГц, или я пропустил что-то?

Загадка на загадке...
По-моему, в теме речь об этом вовсе не шла.
Если интересно обсудить - обнародуйте условия задачи, плиз.

Написал в личку.

Кстати, похожая технология, по-видимому, применяется и в двухканальных ADC - AD9269:

Integrated Quadrature Error Correction (QEC Minimizes I/Q Complex Rx Errors):

WITHOUT QEC:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
WITH QEC –60 dBc OF IMAGE SUPPRESSION:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Очень похоже,и время сходимости указано.
Gain,Phase и DC - именно их нужно корректировать для подавления образов интерливинга.