Добрый день господа!

Хочу прикрутить к модулятору широкополосный преддистортер для усилителя мощности, реализация на ПЛИС альтера. Нашел на сайте альтеры корку преддистортера хочу сделать нечто похожее, но отличающиеся некоторыми подходами.

Судя по изучению материалов по преддистортерам, почти все основываются на табличной коррекции. При этом пишут что таблицу они обновляют в режиме символ за символом. Но в предоставленной реализации обновление таблицы висит на ниосе, который априори не может это делать в таком режиме. Т.е. обновление происходит в пакетном режиме и не по всему потоку данных. Похожей схемы придерживается и xilinx.
Вопросы по этой схеме:
1. Имеет ли схема символ за символом преимущества перед пакетным режимом?
2. В чем может быть причина такого подхода модемных команд вендоров? Банальная экономия ресурса, ценой ухудшения характеристик адаптации?
3. Почему в схеме нет логики привязки прямого и обратного потока данных по времени и их нормировка по мощности? Или они делают это на ниосе в цифре? Но ведь банальный поиск корреляции на таком проце будет очень тяжелой задачей %)

Этот вопрос относиться и к ДСП и к ПЛИС, но думаю что больше тут все же ДСП части %)

Произвольный вопрос : Нашел в доках упоминание о преддистортере, который работает не на основе вычисления ошибки по амплитуде/фазе, а на основе анализа внеполосного излучения в обратном канале. Как в это случае выглядит детектор? не ставят же они туда фильтр + детектор огибающей? И как при таком подходе выглядит алгоритм адаптации коэффициентов?

Спасибо.

насколько я понимаю, посимвольная коррекция не нужна, т.к. процесс, который надо компенсировать - медленный. прогрелся усилитель, упало усиление и P1. настала зима - обратно ). т.е. тут никаких миллисекунд нету, зачем ресурс тратить.

Наверное характеристики усилителя меняются медленно и нет смысла тратить ресурсы ради незначительного улучшения.



Нормировка по мощности скорее всего аттенюатором перед АЦП обратной связи подбирается, синхронизация по времени подбором задержки прямого потока.

Почему бы и нет. Подобрать какую-нибудь простую функцию с одним параметром которая неплохо обратную характеристику усилителя аппроксимирует. Алгоритм адаптации параметра - градиентный спуск к минимуму ошибки, то бишь к минимуму мощности внеполосного излученя, главное чтобы рабочая функция один глобальный минимум имела. Пожалуй самый простой вариант, незнаю насколько он работспособен в реальности. %)

Ещё у Diniz посмотрите NONLINEAR ADAPTIVE FILTERING.

Где то так и представлял, но в некоторых доках нашел что народ бьется за скорость коррекции усилителей, изобретая всякие гибридные схемы. Может быть эта схема для линейного модема, а для пакетного нужно будет эту схему перестроить.


В данной схеме задержка может плавать, поэтому нужно делать следящую систему. И в альтеровских документах видно что они используют целочисленную задержку, тогда как она легко может быть дробной. В доках нашел упоминание что точность выравнивания потоков желательно не менее 1/64 периода тактовой частоты ЦАП/АЦП.


Если судить по докам, то такой функции нет %) даже полином 5...9 порядка не может достоверно описать нелинейность усилителя, особенно при широкой полосе. Поэтому и возник такой вопрос %)

подозреваю, что бьется народ за усилители для wifi/wimax, там и режим пакетный и требования по линейности высокие.

При неизменном уровне мощности, подаваемой на усилитель, можно таблицу построить один раз и забыть про нее. Однако позволить себе такое наплевательское отношение могут только немногие устройства, в большинстве же передатчиков мощность непрерывно подстраивается, да и сам пакетный режим особой радости не добавляет - появляется переходной процесс, обусловленный выходом на режим при подаче сигнала. Скоростная схема коррекции начнет отрабатывать уже с первых символов, работающая по пакетам достигнет максимальной эффективности после выхода УМ на режим.
Когда проводил анализ методов компенсации НИ, то пришел к выводу, что пока их целесообразно использовать в узких классах аппаратуры : либо это мощные передатчики, либо очень линейные, во всех остальных использовать цифровую коррекцию явно нецелесообразно : будет дороже, чем если использовать более линейные усилители (с большим запасом по пиковой мощности), а потреблять будет столько же.

Спасибо за комментарий. У меня как раз случай необходимости повышения линейности передатчика для увеличения излучаемой мощности, на том же оборудовании. Режим работы линейный. Запас по ресурсу 60% плитки на 25к. Работа своего рода небольшой НИР что бы выяснить надо ли оно нам вообще %)

Интересная работа, с удовольствием в такой бы принял участие. Вообще мне, как имеющему дело в практике больше с аналоговой техникой, чем с цифровой, видится в самом начале работы определение предела повышения выходной мощности в идеальных условиях, так сказать. Иначе говоря, насколько вообще можно увеличить выходную мощность, если предположить, что имеется идеальный компенсатор искажений. Если говорить об OFDM-сигналах, то у меня получилась оценка 3-5 дБ (зависит от усилительного прибора, СВЧ транзисторы относительно старых разработок, примерно до 2000г. имеют большую нелинейность, совсем новые разработки, специально ориентированные под WiFi и WiMAX - куда линейней, и искажение возникают скорее по причине клиппинга, чем из-за плохой линейности ПХ).

Попался мне на глаза интересный документ (в аттаче)

В документе обсуждаются особенности реализации DPD для широкополосных усилителей, на широкой полосе DPD табличные методы менее эффективны, поэтому предлагается воспользоваться эквалайзером на усеченных рядах Вольтерра и использовать метод косвенного обучения эквалайзера. Авторы обещают простоту и устойчивость системы в условиях ограниченной разрядности ПЛИС.

UPD. ответ нашел сам, поэтому вопросы удалил

либо авторы что-то умалчивают, либо я что то не понимаю. На точно такой же модели усилителя, как в статье я не могу получить эффекта, приведенного на рисунке Figure 6. А именно у них приведено ~30Дб выигрыша по искажениям 3 го порядка, и проигрыш ~25 Дб по искажениями 5го и более высоких порядков. У меня же в модели улучшение составляет ~8Дб и ухудшения ~30Дб. Причем если с таким улучшением еще можно как то согласиться, то увеличение искажений высоких порядков это уже совсем не айс.

Порыл литературу по TVS и преддистортерам на них, проверил различные алгоритмы адаптации. Во всех статьях пишут что все будет в шоколаде, но на деле получаю совершенно другой результат %( Жаль изначально все выглядело перспективнее чем табличный метод....

Кому интересно модель в приложении, конвертировалась в R14 матлаб.

Случайно вернулся к преддистортеру на рядах вольтерра и увидел шикарную очипятку у авторов.
в доке в Eq.1 они рассматривают полином вольтерра в котором аргумент выглядит как akq*x*abs(x)^(k-1), а в Eq.5 akq*x^(k), при этом пишут

но для комплексных чисел, которые и используются в данном примере x*abs(x)^2 != x^3 и x*abs(x)^4 != x^5.

Тогда не понятно вообще как у них модель работает. В качестве модели усилителя они используют модель Ding Eq.10/11 но в этой модели тоже используется ряд akq*x*abs(x)^(k-1), такой усилитель не может быть скомпенсирован рядом вольтерра, в котором используется аргумент akq*x^(k) (проверил это на модели и это действительно так).

ИМХО статья похожа на развод, не ожидал такого от серьезных хилых дядей. Наверное по этому об этом преддистортере нет ни слова на сайте хилых %)
Но может быть я ошибаюсь и гуру подскажут где я не прав?

Либо эту доку писал человек не участвовавший в разработке, либо в доку специально была заложена ошибка %)

Действительно фильтр делается по схеме Figure 3, но в этой схеме отсутствует комплексное сопряжение одного из множителей в первом умножителе. Т.е. вычисляются следующие элементы ряда Вольтерра : x*(x*conj(x)) и x*(x*conj(x))^2 что и дает члены ряда Вольтерра 3 го и 5 го порядков. И с помощью таких фильтров можно эквалайзировать усилитель мощности. Кроме того в предыдущей модели был неправильно реализован усилитель мощности, именно по этому там шло резкое увеличение интермодуляции высокого порядка.

Модель правильного преддистортера на рядах Вольтерра и и усилителя для алгоритмов LMS/RLS в аттаче. В модели занятно выглядит эффект "срыва башни" у преддистортера, в том случае когда рабочая точка усилителя выбрана неправильно(для этого нужно увеличить усиление предусилителя). Особенно красиво "рвет башню" у RLSа. Хотя в данном случае этот эффект, большей частью, вызван диапазоном входного сигнала модели усилителя, при котором поведение модели похоже на реальный усилитель.

UPD. Для сравнения модель преддистортера на LUT от альтеры, с простым алгоритмом обновления. Можно посмотреть как "рвет башню" у LUT преддистортера. Но лучше посмотреть как ведет себя простой LUT преддистортер, когда усилитель обладает памятью (для этого надо включить фильтр в блоке HPA).

После проверки синтезируемой модели в матлабе, на железе все заработало с полпинка %) На дерьмовом железе (дешевые 8 ми битные АЦП в обратном канале) преддистортер показывает неплохой результат (см фото). Цена вопроса 7.5 тысяч логики + много умножителей. Печенька по умножителям забита полностью %(

То же железо, сильно усеченный ряд Вольтерры (оставлены только нелинейности 3 го порядка), выходная мощность 27дБм, экономия по току питания усилителя в 2 раза.

Эта модель не работает? Во время симуляции только хуже становится.
До и после:

Всё работает, когда я выкладывал я писал что происходит в этой модели



На вопрос почему рвет башню предлагается ответить вам %)

Выключил фильтр в блоке HPA, все заработало. А "рвет башню" из за жесткого ограничения которое не возможно скомпенсировать.

вот видите, ларчик просто открывался %)

UPD. Тут нарыл в сети преддисторторер на рядах тейлора, если будут положительные наработки выложу %)

Спасибо за информацию, вопрос:
QPSK работает при с/ш=13..16 дБ. С учетом того, что после коррекции нелинейности мы будем иметь (предположим) с/ш порядка 30 дБ, то нам необходимо иметь разрядность шины адреса LUT таблицы больше пяти? т.е весь диапазон вектор сигнала должен разбиваться не менее чем на 32 уровня?

хмм, причем здесь сигнал шум то ? наверное вы имели в виду уровень интермодуляции при котором работает QPSK ? по моим данным это составляет ~18дБ. А разрядность таблицы вопрос сложный, с одной стороны чем больше точек тем лучше аппроксимация нелинейности, с другой стороны тем больше время сходимости. Но во всех материалах которые я читал, к таблице наворачивают еще полиномиальную интерполяцию промежуточных точек.

Вводя разбиение входного сигнала на уровни (которые мы затем корректируем) мы ухудшаем с.ш. Если регулировка осуществляется вручную то хотелось бы иметь минимальное количество таких разбиений. При большом количестве разбиений система становится трудно регулируемой. Вот и думаю что минимальное количество уровней разбиения определяется отношением с.ш. при котором работает система.

Хммм, я никак не могу въехать причем здесь сигнал/шум в обратном канале и его квантование. Обратный канал должен быть с минимальными искажениями и максимальным отношением с/ш.Потому что всё это влияет на качество подавления интермодуляции.

Имеется ввиду, что если орты I и Q идут с отношением 40 дБ, то улутшить это значение не возможно, а число корректируемых уровней в LUT таблице должно быть не менее семи, т.е 2^7=128=40 дБ.

Загрузили, никогда на это не смотрел с такой точки зрения. Да и выбрал я не LUT преддистортер, с ним есть определенные проблемы. Но вам виднее, сделайте поделитесь результатом

Для справки интерсилы берут две таблицы на 1024 значения + 3 схемы расчета адреса, ieee щные чуваки часто используют несколько таблиц на 64 значения + интерполяция между ними. Некоторые добавляют еще несколько таблиц адаптивных фильтров.

Я тут подумал, а не путаете ли вы теплое с мягким? Если вы говорите о с/ш в обратном канале, то нужно вести речь о минимальной требуемой разрядности АЦП. А не о размере таблицы. Да действительно, от разрядности АЦП в обратном канале зависит уровень подавления интермодуляции. Например на 8ми битах вы не получите ACPR лучше 43 дБ (при идеальности обратного канала). Для реальных рабочих схем лучше брать не менее 10разрядов. Но тут возникает проблема в том, что полоса обратного канала должна быть шире в ~7 раз чем прямого, а такие АЦП достаточно дорогое удовольствие %)

А размер таблицы всего лишь определяет количество точек аппроксимации полинома, которым вы пытаетесь линеаризовать ваш усилитель, и их количество никак не зависит от с/ш в обратном канале. А определяется точностью аппроксимации и скоростью сходимости.

Спасибо за диалог, если что то получится сообщу.

просматриваю тут свои материалы, на предмет генерации идей, нашел неплохую обзорную дисертацию раздел 3.5.1 рассуждают о разрядности таблицы и чем чреват шум квантования индекса таблицы.

простой и понятный материал о моделировании нелинейностей в матлабе + на пальцах объясняется чем чреват эффект памяти усилителя

Спасибо,действительно хороший материал.

Попалась тут мне на глаза интересная статейка, люди предлагают преддистортер на основе обратной связи по огибающей. Как бы ничего удивительного тут нет, но вот они обещают помимо AM-AM коррекции еще и AM-PM коррекцию. Читаю документ и чую что люди вешают лапшу на уши. В огибающей спектра нет информации о фазе, как можно по разностному сигналу огибающих править фазовую характеристику усилителя не понятно. При этом в статье ни слова подробностей о коррекции АМ-РМ + простая модель в симулинке тоже показывает что не видит такой преддистортер АМ-РМ искажений.

Но может быть я что-то в сей доке и теории не понимаю и гуру меня поправят? Спасибо.

Здравствуйте des00,

Меня заинтересовала ваша разработка предистортера и я бы хотел с вами пообщаться на эту тему. К сожалению личное сообщение отправить не получается, поэтому пожалуйста напишите на plotnikov_pv(собачка)inbox.ru или позвоните по +7-925-ноль ноль восемь-10-семь семь.

написал на почту


Еще в копилку результатов, вольтерра 5 ый порядок, выдуваем 8 Ватт

Подскажите я правильно понимаю: предистор следует ставить после фильтра сигналов I и Q? Если его поставить перед фильтрами система будет не работоспособной?

хмм, вы имеете в виду RRC фильтр? Если да, то его можно ставить где угодно, но надо понимать последствия.

Если ставите его до передающего RRC фильтра, то это будет символьный преддистортер (symbol DPD), т.е. по сути вы делаете более сложный маппер, который растягивает и доворачивает точки. Такой преддистортер весит копейки и может быть реализован на обычной табличке, которая задает преобразование. Но все промежуточные точки (которые будут после RRC фильтра) будут скомпенсированы не полностью.

Преддистортер после передающего RRC фильтра, это полосовой преддистортер (bandwidth DPD) более качественный, т.к. по сути работает с сигналом который летит на ЦАП. Но весит много больше и должен быть более скорострельным.

Кроме того тип преддисторера зависит от того какой усилитель надо линеаризовать и за что боремся (BER, ACPR, КПД), погоняв 4 е разных усилителя я много интересных вещей увидел. Сейчас в данный момент делаю LUT преддистортер на основе детектора по огибающей. Хочу проверить кое какие идеи %)

Общий вывод такой : преддистортер нужно выбрать в зависимости от целей и от усилителя с которым он будет работать, универсального решения нет. Точнее есть, но стоить это будет очень дорого %)

Не приводит ли работа предистора (имеется ввиду предистор без обратной связи) к некоторому расширению спектра (из за нелинейной обработки сигнала)? тогда если предистор стоит перед RRC фильтром, последний уменьшит вводимые предыскажения.

конечно приводит, и прямой и обратный канал должны быть сделаны под полосу не менее 5-7 полос спектра (еще один большой минус системы с преддистортером)

сильно сомневаюсь, какое дело RRC фильтру до немного другой работы маппера. Сигнал до фильтра идет в 1спс домене и никакого расширения спектра там нет %)

Сделали систему: мапер-предистор-RRC-цап, без обратной связи, предистор на основе LUT таблицы (256 адресов), корректируем с помощью ручного задания коэффициентов. Не получается откорректировать, сигнал становится только хуже. Вот и кажется нам что предистор нужно ставить только после RRC.
(Для удобства задания коэффициентов строим график где меняется угол наклона и положение точки изгиба, из графика загружаем LUT таблицу.) Такой алгоритм подбора предыскажения сделан в аналоговом предисторе MAX2010.

Странно, у меня есть разработка студента, у которого это работает + статья иеешная там чел грит что сделали, даже лапшу на уши вешает что увидели улучшение ACPR где то на 10дБ %) Матлабовская модель есть ? на почту киньте, посмотрю.

ЗЫ. Ручной подбор коэффициентов я отмел сразу (воевал по этому поводу с одним из своих начальников), это вообще не вариант. Только адаптивный корректор. Хотя бы по огибающей.

UPD. Кстати символьный преддистортер будет работать только на созвездиях выше QAM16. На QPSK/BPSK/PSK его запустить даже пытаться не стоит. Причины думаю что очевидны %)

UPD2
похоже что у вас QAM256 иначе смысла не было бы делать такую таблицу, не вижу причин почему это не должно работать вообще, кидайте модельку.

Матлабовской модели нет, но проверяли что усиление и фаза меняется так как надо. Сигнал корректируем COFDM. Понятно что такая корректировка для сигналов с большим пикфактором.

На досуге попробую сделать такое для линейного классического модема (я с такими работаю), буду делать адаптивный по сигналу ОС с приемника. Модельку выложу.

Вы не можете дать статью на которую вы ссылаетесь. Если возможно и модель вашего студента где предистор стоит перед RRC.

статья в атаче, а вот модели нет, есть только отчет по курсовому проекту, который писался на матлабовских скриптах, которые где то похоронены %)

Спасибо за информацию.

Вот простая моделька преддистортера по точкам, всё как я и говорил, спектр он исправить не может, но за счет нелинейного маппера можно вытащить созвездие на приемнике по беру. Для систем с ненормированными или слабыми масками может и прокатить. Причем сделав канал телеметрии между трансиверами можно сделать Long Loop Digital Preddistorter (Long Loop DPD) по удаленному приемнику. Это будет медленно, но дешево%)

ЗЫ. При этом обратите внимание что с уменьшением скругления, ситуация становиться только хуже. Что легко объяснимо если посмотреть на сигнал после найквиста с разным скруглением во временной области

ЗЗЫ. Совсем забыл, моделька не заработает без скрипта одного скрипта, перезалил

Спасибо за модель.
Интересно. Предиктор стоит после фильтра (ваши первые модели) спектр не имеет интермодуляционных боковых "крыльев". В последней модели предиктор стоит до фильтра и спектр имеет боковые интермодуляционные "крылья".
Таким образом для уменьшения "крыльев" предиктор все же надо ставить после фильтра.

дык я же об этом сразу говорил %)

Уважаемые Гуру!!! Подскажите ответ на такой вопрос.

В атаче модель простого преддистортера с обратной связью по огибающей и усилителем без памяти и AM-PM искажений. Количественной мерой качества работы линеаризации я считаю Echo Return Loss Enhancement (ERLE), но дополнительно считаю еще и Mean Square Error (MSE). Вопрос такой : почему при использовании квадратичных детекторов огибающей ERLE в среднем на 8дБ хуже, тогда как MSE раза в 4 лучше, чем при использовании логарифмических квадратичных детекторов? Это особенность вычисления функции ERLE или особенность применения логарифмирования к детекторам?

Спасибо.

Отвечаю сам себе, на основе ковыряния модели я сделал вывод, что логарифмирование детекторов дает своего рода фильтрацию выбросов в расчете ошибки, что в свою очередь помогает в работе LMS-like алгоритма.

Кому интересно вот еще моделька DPD, на основе квадратичных детекторов огибающей с автоматической коррекцией подавления несущей и выравнивания прямого и обратного каналов по мощности. Обратите внимание как не подавленная несушка влияет на коррекцию нелинейных искажений и как "красиво" стартует система.