Понятно, что ЧФД с накачкой имеет то преимущество, что обеспечивает полосу захвата, равную полосе удержания, т.е. равную всей полосе перестройки ГУНа, независимо от полосы пропускания петли ФАПЧ. Не требуется дополнительной схемы предустановки частоты ГУНа или схемы поиска частоты. Но уж больно низкая в нём частота сравнения, ограничивающая быстродействие системы (типичное значение – 50 МГц). Для RS-триггера такого ограничения нет, и если быстродействие является ключевым параметром, то почему не применить его, пойдя на некоторое усложнение схемы (предустановка или поиск частоты)?
Что можно сказать о сравнении шумовых характеристик этих вариантов?

ФАПЧ является системой с обратной связью и ключевая проблема - это сделать ее устойчивой. Для этого и нужен ЧФД с накачкой и специальным фильтром, обеспечивающим как саму возможность захвата, так и максимально быструю перестройку.

Систему можно сделать устойчивой и с ФД на RS-триггере и без специального фильтра. А с ЧФД с накачкой, так какая ж там максимально быстрая перестройка, если частоту сравнения проблематично поднять выше 50 МГц? Для RS-триггера она может быть на порядок, а то и на два порядка выше.
А что слышно о шумах?

ЧФД с накачкой отличается от обычного тем, что его выход является идеальным источником тока, а не напряжения, поэтому установив на выходе такого ЧФД всего один конденсатор на землю, мы получаем простой идеальный интегратор без применения дополнительного прецизионного малошумящего ОУ (идеальный интегратор способствует улучшению фильтрующих свойств ФАПЧ и тем самым способствует понижению фазового шума). Если последовательно с конденсатором поставить резистор, получаем идеальный пропорциональный интегратор.
Проблема повышения рабочей частоты по-видимому заключается в плохих частотных свойствах источников тока.

Понял, спасибо. Хотелось бы подробнее о шумах. Допустим, если использовать ЧФД с накачкой, меня не устраивает частота сравнения 50 МГц. Мне этого мало, чтобы обеспечить требуемое быстродействие, и я использую RS-триггер на частоте сравнения 1 ГГц для синхронизации ГУНа с той же частотой 1 ГГц. Это вместо того, чтобы использовать ЧФД с накачкой после деления частоты ГУНа в 20 раз. Выиграю ли я или же проиграю по шумам?

Выигрыш по шумам однозначно, в первую очередь из-за отсутствия делителя частоты ГУНа. Тогда петлевой фильтр-интегратор для закрепления успеха надо делать на ОУ, но при этом ОУ должен иметь прежде всего как можно меньший собственный шум, остальные его неидеальности (входной ток, напряжение сдвига и прочие) компенсируются правильной схемой и номиналами.

Но всё-таки для сравнения по шумам не хватает конкретных цифр. Где-то ж они должны быть, а найти не могу, и Google не помогает. А нельзя ли воспользоваться следующей аналогией: не является ли триггер с операционным усилителем тем же самым, что и разряд обыкновенного ЦАПа? Если так, то просто надо посмотреть на шумы таких устройств – вот и будет ответ. Т.е. тогда можно было бы сказать, что шум RS-триггера + ОУ не больший, чем шум ЦАПа. Или такая аналогия не правомочна?

Почему нельзя использовать готовый ЧФД ?

была тема http://electronix.ru/forum/index.php?showt...p;#entry1006949
Vitaly_K очень сильно сомневался в возможности существования ЧФД с частотой сравнения выше 100...150 МГц

Конкретные цифры по шумам в видем Floor FOM -233 dbc/Hz там есть , (также и по Вашей ссылке) . Их Vitaly_K мог бы использовать для сравнения шумности при частоте сравнения 1 ГГц. имхо.

Для предварительной грубой оценки фазового шума PLL-синтезатора с широкой полосой пропускания пользуются такой бухгалтерией:
PNF(dBc/Hz)=CNF(dBc/Hz)+10*logN+RNF(dBc/Hz), если нет делителя частоты опорного сигнала,
где СNF - собственный фазовый шум PLL-чипа или фазового детектора (обычно в пределах -220...-230dBc/Hz), N - коэффициент деления делителя частоты ГУНа, RNF - фазовый шум опорного сигнала.
Учитывая это, можно сказать, что ФАПЧ без делителя должен иметь на 13dB меньший фазовый шум, чем схема с делителем частоты при N=20.

Разница по шумам легко считается. Если взять одну технологию производства ФД, то разница по шумам детекторов работающих на частотах 1 ГГц и 100 МГц, приведенная к одной частоте, будет 10*log(1000/100) = 10 дБ. Думаю одним из ограничивающих факторов верхнего предела по частоте ЧФД является невысокое быстродействие сигма-дельта модуляторов дробных петель, а смысла повышать частоту для целочисленных нет - ЧФД проиграет по шумам и частоте аналоговому ФД. Кстати, RS-триггер по своей структуре очень похож на смеситель, можно сравнить с ячейкой Гильберта.

С этим готовым ЧФД - HMC439QS16G - надо разбираться. В первых строках дэйташита они заявляют о возможности работы ЧФД на частотах до 1300 МГц, но ни слова о характеристиках на этих частотах. Видимо, детектор как-то шевелится, но они ничего не гарантируют. Приводят данные опять-таки только для частоты 100 МГц, в том числе и схему типового использования тоже на частоте 100 МГц. Но Вам за наводку спасибо, свяжусь с разработчиками, спрошу о подробностях.


Для tay, rloc, Proffessor:
Мой вопрос не о пересчёте шумов с одной частоты на другую, а о сравнении шумов ЧФД с накачкой с шумами RS-триггера. О шумах первого, можно сказать, известно. Надо найти ответ о шумах второго варианта.

RS триггер будет шуметь больше , при использовании его выхода как источника напряжения, подаваемого на ГУН. Потому что к фазовым шумам добавятся амплитудные шумы с шин питания триггеров. В ЧФД как с накачкой так и без (HMC439) шумы питания ослабляются действием операции аналогового вычитания токов (с накачкой) или напряжений (HMC439 - схемой дифференциального включения фильтра на ОУ на выходе ФД) .
Насколько шум будет бОльший - вопрос темный.

Чем шумы RS-триггера будут отличаться от шумов любой другой микросхемы, сделанной по той же технологии? Если мы имеем дело с чистым выходом, без преобразования, то ответ прост - ничем. Если интересуют шумы BiCMOS технологии, то можно в первом приближении взять шумы делителя 2-63 микросхемы LMX2541 - "Divider Noise Floor vs. Frequency", стр. 14.

Поправьте меня, если я ошибаюсь, но быстродействие ФАПЧ прежде всего определяется частотой среза внутрипетлевого ФНЧ, а не частотой сравнения. Этот фильтр - это тот ключевой элемент, который был проигнорирован в вышеназванной теме. Именно он определяет фазовые шумы ФАПЧ до частоты среза.

Что-то никто не отреагировал на моё предложение провести аналогию между триггером + ОУ и разрядом обыкновенного ЦАПа? Разве есть тут какое-то принципиальное различие, и нельзя ли считать, что шумы RS-триггера с ОУ будут того же порядка, что и шумы ЦАПа?



Пожалуйста, дайте точную ссылку на этот материал. А то, если ввести в поиск “Divider Noise Floor vs. Frequency”, много чего находится, но всё не то.



Для VCO:
Тут надо определиться, что первично, а что вторично. По-моему, первична частота сравнения, а частота среза фильтра зависит от частоты сравнения, - чем она выше, тем шире может быть фильтр.

,,,

Внутрипетлевой ФНЧ - это не фильтр с присущей ему частотой среза, а пропорциональный интегратор, у которого нет определенной частоты среза. В данном случае речь может идти о полосе пропускания всей ФАПЧ, которая определяется постоянными времени интегратора. При широкой полосе пропускания ФАПЧ хорошо давятся фазовые шумы ГУН и плохо давятся фазовые шумы опоры. При узкополосной ФАПЧ не давятся фазовые шумы ГУН и хорошо давятся фазовые шумы опоры. Добавление ФНЧ последовательно с интегратором обычно делается для подавления спуров, которые определяются частотой сравнения. Частота среза этого ФНЧ должна быть намного меньше частоты сравнения.

Кстати делитель в ADF4350 имеет аналогичные шумы, только нет отдельного графика.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Далеко не всегда частота среза выбирается пропорциональной частоте сравнения, но вобщем Вашу мысль понял. Жаль только Вы мою мысль так и не поняли...
... Я имел в виду тот факт, что ФАПЧ является системой с ОС по частоте, а этот фильтр (интегратор) нужен для обеспечения устойчивости этой ОС. Уберите фильтр - ФАПЧ сорвётся. Тоже относится и к повышению частоты и снижению подавления за пределами полосы, которое для частот выше 10 МГц имхо почти неизбежно.

Очень интересный график. Вот я и прошу дать точную ссылку на материал, откуда этот график взят.

http://www.ti.com/litv/pdf/snosb31h

вроде бы обсуждалось уже в другой ( старой) теме



Вы наверное опять станете возражать в том ключе , что ЦАП в DDS необыкновенный и поэтому шумит из-за многих причин , а есть мол уникальные ЦАПы , которые шумят на 2 порядка меньше.

Ничего возражать не буду. И вообще я уже и не помню, кто, что и когда говорил. Возможно, где-то я был неправ, готов покаяться. В общем, как говорится, «простите, если что не так». Давайте говорить не о каком-то уникальном, а вполне реальном ЦАП, например, который встроен в DDS чип AD9914. Более того, посмотрим на шумы этого DDS в целом, чтобы учесть и шумы предшествующей логики. Картинку прилагаю. Следует ли из этого, по упомянутой мной аналогии, что шумы RS-триггера на такой же частоте 3,5 ГГц будут не выше?

Для одного триггера, на такой же частоте и с такой же технологией, шумы будут не хуже.

Спасибо, это вдохновляет.

в единицах размерности dBc/Hz сопоставлять эти картинки и прямо прогнозировать шумы синтезатора типа PDS нельзя.

пмсм нужно перевести dBc/Hz из значений на картинках в dBm/Hz , с учетом выходной мощности (будет примерно -150 dBm/Hz) , перевести в nV/Hz с учетом Rнагр, пересчитать в девиацию фазы с учетом крутизны фазового детектора ( она у Вас зависит от R,C,Q ) и посчитать уже выходной шум в dBc/Hz через логарифм.
И это было бы еще полдела. В действительности нужны кривые не фазового шума, которые Вы привели в картинках, а спектральная плотность мощности шума на выходе DDS , когда он вырабатывает нулевую частоту (постоянное напряжение), тактируемый предложенной Вами частотой 3.5 ГГц . Ведь во время захвата частоты в PDS на выходе ЦАПа должен быть постоянный уровень, а не синус, не так ли ? На приведенных картинках нет нулевой частоты с выхода DDS и какой будет уровень фазового/амплитудного шума на выходе ЦАП не совсем понятно.

Пока что обсуждение шло по теме, т.е. о шумах RS-триггера. Вот и возникла аналогия с ЦАП, а из неё - вывод, что шумы триггера будут не бОльшими. Если же применить эту аналогию к PDS синтезатору (т.е. считать, что шумы парциальных детекторов будут не хуже), то для пересчёта этих шумов на выход, конечно же, необходимо учесть крутизну фазового детектора. Был бы премного Вам обязан, если бы Вы сделали этот пересчёт, например, для крутизны E/8pi.

предположим минус 150 dBm\Hz шум качественного ЦАПа на некоторой отстройке XXX от 0 (нуля) на выходе ЦАП
если его нагрузка 50 Ом , то это будет 7 nV\sqrt(Hz)
Делим 7 nV на крутизну ФД (E/8pi, причем для частоты работы триггеров 3-4 ГГц E вряд-ли превысит 1 Вольт)
Получаем 7/(1/8pi)=175*10^-9 радиана
В нормированный фазовый шум по формуле 20LOG(175*10^-9 /2 )= -141dBc\Hz
Это фазовый шум ФАПЧ с ЦАП (или триггеры Vitaly_K) в качестве выхода ФД в полосе пропускания петли на отстройке XXX от несущей , без умножения в петле (предполагается что PDS работает без умножения и без делителя со стороны VCO) и без учета фазового шума опоры, которая предполагается идеальной.

Спасибо. И как Вы оцениваете полученный результат – хорош он или плох? Пожалуйста, укажите источник цифры -150 dBm/Hz.

для выходной частоты ГУН в 3-4 ГГц -140 dBc/Hz это очень - очень неплохо. Но это не "полученный результат" а всего лишь прикидочный расчет при условии что имеется ЦАП на RS триггерах по Вашей системе, обладающий удельным шумом -150 dBm/Hz, а цифру эту я брал с потолка.

Возможно, я ошибаюсь, но мне кажется, что неважно, что переключается в ЦАПе, то ли таблица LUT в синтезаторе DDS, то ли триггера в PDS. Т.е. сам ЦАП не по моей системе, а сам по себе, как он есть. Важна лишь скорость этих переключений. В DDS она равна тактовой частоте, а в PDS, при крутизне PD, равной E/8pi, частота переключений триггеров в 4 раза ниже, т.е. режим работы ЦАП более лёгкий.

А если не с потолка, то нельзя ли воспользоваться прилагаемой таблицей?

а где в этой таблице Fout 0 (ноль) HZ ?
Вам же не синус нужен , а постоянка, а в ней будут низкочастотные шумы, в т.ч. и фликкер на отстройках от нуля.

«Постоянка» будет потом, после фильтра, а в самом ЦАПе процесс типа прилагаемого.

фазовый шум этого процесса превратится в амплитудный после фильтра , даже если амплитуды с выходов триггеров будут идеально одинаковыми, Плюс добавится мощность шумов от источника питания и нефазовых шумов активных элементов RS триггеров (ЦАПА) . На частоте 0 (постоянное напряжение ) на входе ГУНа будут иметь значение только амплитудный шум , т.к говорить о фазовом шуме для частоты ноль не вполне корректно , пмсм.

Вроде бы получается так, что применительно к PDS, надо было бы знать о шумах ЦАПа в низкочастотной области, в то время как он работает на высокой частоте. Для этого надо убирать несущую (подавить её фильтром) и потом мерить шумы. Не так ли? Вряд ли такая методика существует, и как же нам тогда определиться? В дэйташитах приводятся ещё характеристики NSD – Noise Spectral Density. Пример прилагаю (он для 50-ти образцов), из которого видно, что при стремлении частоты на выходе к нулю, величина шума стремится к значению порядка -170 dBm/Hz. Но неизвестна методика измерений, и потому непонятно, можно ли что-то извлечь из этих данных применительно к случаю PDS. Можете ли что-то сказать по этому поводу?

Вроде бы так. Только нельзя говорить "Несущая" в этом смысле. Потому что так каша гармоник представляетс собой многотоновый сигнал.


нету данных ниже 40 МГЦ на приведенных графиках. Методика известна , мы её вроде даже как обсуждали
http://electronix.ru/forum/index.php?showt...p;#entry1007064
по AN-928 стр 12-13 меряется узкополосным фильтром СПМШ на частоте 70 Мгц , когда частота тона находится за пределами фильтра. Конечно , это не та СПМШ, которая интересна для целей PDS, потому что для целей PDS по аналогичной методике нужен не полосовой фильтр а ФНЧ (до мегагерца имхо) .

Задал вопрос разработчику DDS. Посмотрите, правильно ли я его сформулировал, чтобы потом можно было бы уточнить, если есть какая некорректность в вопросе. Приложил и рисунок для большей ясности.
Dave,
I need your help to hunt down a question concerning using DAC in PDS synthesizer.
There is a particularity that a high frequency process on its output has to be filtered out by LPF to get control voltage for VCO. So it is important to know about low-frequency noise of the DAC in such a mode. What could you say about this?
Vitaly.

после слов "filtered out by LPF" я бы указал конкретные цифры:
[0...20] kHz and [0...1] MHz

Это уточнение я сделал. Ответа пока нет. Аналогичный вопрос направил также на MAXIM. У них есть интересные ЦАПы, например MAX555 (прилагаю картинку). Непонятно, почему они не указывают полосу ВЧ фильтра при анализе, а только полосу видео фильтра – 300 Гц.

Для Тау
О шуме вблизи нуля.
Ответ от ADI был такой: To answer your question I would use -150dbc/Hz as a conservative number.
Typically it is between -150 and -160dbc/Hz depending on DAC. [Сonservative - с большим запасом прочности].
От Максима: Unfortunately, Maxim do not specify noise parameter for data converters at this low frequency. – Не измеряют.
От Fujitsu: My assumption is that the measurement is DC-to-Nyquist, but bearing in mind that as standard the measurements are made with a transformer-coupled output stage. – Смотрел их дэйташиты, так там они и в самом деле рисуют трансформатор на выходе.
В общем, надо ориентироваться на цифру -150 dBc, которую Дэвид считает вполне надёжной. Можете прикинуть, что будет на выходе синтезатора в таком случае?

берем ихние 20 mA по выходу на нагрузку 50 Ом, пусть это грубо будет 1 Вольт. То есть несущая на нулевой частоте (простите за такое выражение) имеет мощность 13 dBm. Поэтому мощность шума -150 dBс +13dbm = 137 dbm/Hz или 30 nV\sqrt(Hz)
делим на крутизну ФД ( 1V/8pi), получаем 30E-9*8pi=7,54E-07 радиан

20LOG(7,54E-07/2 )= -128dBc\Hz при использованной крутизне 1V/8pi, которая в общем случае зависит от Q/R в PDS ( в q/r раз ниже чем E/2pi для обычного ЧФД)

Спасибо. Но цифра -128 dBc/Hz тоже, ведь, неплохая. Hittite имеет на порядок хуже и называет это не иначе как Ultra Low Phase Noise. И полосу ФАПЧ они не могут расширить далее 300 кГц из-за резкого возрастания delta-sigma шума. В нашем же случае нет принципиальной проблемы обеспечить полосу, например 10 МГц, и более.

Это если использовать лишь "целочисленную дробность" коэффициентами R C Q , при которой действительно, как мы выясняли, спуров ниже чем Fc/Q не образуется. Но для мелкой сетки частот , требуется увеличение Q, а это снизит крутизну ( повысит шумы) при малых значениях R (С) . Фракциональная же дробность, посредством модулятора , дающего еще более мелкий шаг, пмсм вылезет в полосе на более низких отстройках , чем 10 Мгц.

Не понял, почему увеличение Q снизит крутизну. Мелкость сетки обеспечивается увеличением ёмкости блока младших разрядов. На крутизну ФД это не влияет. Например, если старших разрядов 5, т.е. 32 расщеплённых фазы, а младших – 8, то полное значение кода R может быть равным, например, R=01000, 01000001. Если добавить, например, ещё 4 разряда, чтобы повысить разрешение по частоте, то можно брать значение R, например, R=01000, 010000000001. И в том и другом случае числовое значение кода R остаётся практически одним и тем же, так что и крутизна от этого не изменится. А шумы дробности зависят от точности ЦАП. Об этом уже много сказано, расчёты я приводил.

потому , мне показалось, что крутизна в PDS равна E/(2pi*Q/R), но настаивать не буду.

Да

может быть, скорее всего зависят, но не настолько , чтобы утверждать например такое: "Шумы дробности при идеальном ЦАП отсутствуют" . Вы этого кажется не утверждали, поэтому я и написал , что шумы дробности попадут в полосу PLL ( в большей или меньшей степени)

Есть два варианта синтезатора.
В одном из них (назовём его для краткости как PDS) компенсация помех дробности осуществляется R2R-сегментом ЦАП. При отсутствии погрешности ЦАП, помехи дробности на выходе синтезатора отсутствуют. Там есть только постоянная составляющая, используемая для управления частотой ГУН, и две пилообразные компоненты с частотами сравнения Fr и Fc, легко устраняемые фильтром нижних частот.
В другом варианте (назовём его как PDS-DSM) компенсация помех дробности осуществляется за счёт дельта-сигма модуляции. При идеальном ЦАП (без погрешностей) там есть остаток помех дробности, но он достаточно мал, и им можно пренебречь. Впрочем, об этом можете судить сами, пример прилагаю.

Вопрос о линейности характеристики ЧФД, видимо, сложный. Это ещё и потому, что, как мне кажется, она зависит не только от цифровой части, заключённой в микросхеме, но и от аналоговой части, расположенной на печатной плате. Возможно, что это токи утечки с зарядной ёмкости или ещё что-то. Одно очевидно, что протяжённость участка характеристики, который можно считать с приемлемой линейностью, очень узок. Об этом говорят конкретные результаты разработок с таким ЧФД. Чтобы быть в пределах этого участка, частоту сравнения берут довольно низкой, соответственно – большие коэффициенты деления в петле ФАПЧ. А в итоге – посредственных шумовые характеристики. С RS-триггером в качестве фазового детектора было бы намного лучше. Так мне кажется.

Тем более зачем ЧФД? В RS-триггере таких проблем нет.

Ну из общих соображений, у ЧФД неограниченная полоса захвата и широкая полоса удержания (+2пи...-2пи), что есть хорошо.