Давно уже читаю ваш форум и по этой проблеме уже пересмотрел практически все посты. Но вопросы остались.
Суть: Флай на UC3843 12В 2А. Который у вас уже как-то обсуждался.
Для начала использовал трансформатор дежурного режима с компьютерного ИБП.
При попытке вытянуть с него больше 1А транс начинал разогреваться.
Решил намотать сам на силовом трансе EI-28 с 300 ваттного кодегена. Пробной намоткой определил индуктивный коэффициент без зазора. Расчитал транс (Дмитрий Макашов.Обратноходовой преобразователь). Намотал. Вывалил пару емкостей на входе фильтра(на низкой части). После того как не нашел подходящих по напряжению, решил пока для экспериментов перемотать транс на выход в 5В. Подключил. Все работает. Нагрузил двумя лампочками(параллельно) 6В 2W. В течении минуты сильно разогревается транзистор. Оставляю одну лампу - даже не теплый.
Вопрос по сути теоретический: Что еще (кроме основного тока первички) вызывает дополнительный разогрев ключа?

Преобразователь с повышением нагрузки переходит в режим прерывистых токов, что вызывает резкое увеличение динамических потерь на появившемся переднем фронте - включение то транзистора обычно хорошо затянуто...

Фронты сигнала на затворе (пологие), амплитуда этих сигналов, сопротивление открытого канала.

Правда.
Несколько снижается мощность на транзисторе при включении диода параллельно резистору затвора. С тем, чтоб затвор заряжался через резистор, а разряжался через диод. Ну и резистор подобрать потом. Обычно порядка 30 ом.

Могут быть фронты и при отпирании транзистора завалены, транзистор не до конца открывается, кроме разряда затвора надо ускорять и заряд.

Это тоже возможно. Заявленный выходной ток UC*84* +- 1А. Для транзисторов с небольшим зарядом затвора, скажем, менее 100..150 nC этого достаточно для получения удовлетворительных фронтов; напряжения заряда тоже обычно достаточно для полного открытия транзисторов. Нужно смотреть на параметры используемого транзистора (ов) и применять драйвер если это необходимо.
Использую UC2845BD1 (ST) (-40..+85), выпущена не одна тысяча изделий, проблем практически нет. Вероятность выхода из строя минимальна.

Забыл про это. Пересчитаем дроссель.

2 M-16
"Фронты сигнала на затворе (пологие), амплитуда этих сигналов, сопротивление открытого канала."
Про сопротивление уже думал. Пока других транзисторов нет. (2SK1460)

2 HARMHARM
"Несколько снижается мощность на транзисторе при включении диода параллельно резистору затвора. С тем, чтоб затвор заряжался через резистор, а разряжался через диод. Ну и резистор подобрать потом. Обычно порядка 30 ом."

Уже было в схему забито.

"Это тоже возможно. Заявленный выходной ток UC*84* +- 1А. Для транзисторов с небольшим зарядом затвора, скажем, менее 100..150 nC этого достаточно для получения удовлетворительных фронтов"

Не понял. Почему речь зашла о заряде затвора? Ведь по сути вопрос должен быть о емкости.
Даю параметры:
2SK1460 900V/3.5A
Input Capacitance - 700pF
Turn-ON Delay Time - 15ns
Turn-OFF Delay Time - 200ns
Rise time - 35ns

R DC (on) уж больно велико.

2,8-3,5 (Ом) это многовато. Пока, увы, других нет. Будем искать.

Вообще то, емкость затвора не столь важна, как эффект Миллера, а он зависит еще и от напряжения на стоке. Поэтому и указывают какую энергию надо вкачать в затвор что бы переключить полевик с/до указанного напряжения.
Если речь идет о сетевом флае, то обычно динамические потери не очень то и существенны - паразитная емкость ключа и транса удерживает напряжение около нуля пока спадает ток. В этом случае потери на ключе имеют две основные составляющие - статические потери, и потери от перезаряда паразитной емкости. Это если дисконтинус. Если же впадаем в режим непрерывных токов, то все становится гораздо хуже. Во-первых, возникает существенная динамика на переднем фронте, и, во-вторых, приходится перезаряжать паразитную емкость с напряжения Vin+Vrefl, что гораздо больше чем при некритическом дисконтинусе - это дает резкое возрастание потерь, потому как напряжение в квадрате...

Попробуйте что-нибудь вроде STP9NK50Z - 500В, 0.72 Ом, 7.2 А, 32 нКл, ON/OFF 17/45 нС.
Ну и диод нужен с небольшим временем рассасывания, например STTA506F - 600 В, 50 нС.

Спасибо за советы. Все оказалось проще... Как говорил Bludger - режим прерывистого тока. Не хватает ему в фильтре 9мкГ подавай ему 14мкГ. И все работает. Я с началаи не понял, почему транс свистит при работе. Думал это потому как не лакировал транс и сердечник нормально не закреплен. Намотал другой. Пролакировал. Ничего не изменилось. Достал кое как прибор, измеряющий индуктивность. Заменил дроссель фильтра с 9 на 14мкГ и все заработало.

ЗЫ: Практический опыт, это всетаки сила.

Господа, я вот не вкурил про связь выходного фильтра (дополнительный/невсегда необязательный LC на выходе имеется в виду?) и режима работы преобразователя.. Эта цепочка, если не приводит к возбуду, не должна оказывать такого влияния (её и не рассматривают, как нагрузку).
Это неужто, закоротив дроссель на ферритовой палочке в выходном (дополнительном/невсегда обязательном) LC фильтре обычного источника (а иные производители так и делают), можно перевести преобразователь из дисконтиниуса в прерывистый режим?

Из всего прочитанного я так и не понял, Вы ввели в транс немагнитный зазор, или нет?
Какая индукция в сердечнике?
Почитайте AN-32, от Power Integrations.

Присоеденяюсь к М-16 "Господа, я вот не вкурил про связь выходного фильтра и режима работы преобразователя..."

Наверное покажите схемку....

Эта цепочка, на самом деле, очень сильно влияет устойчивость цепи обратной связи. Скорее всего дело обстояло следующим образом. В начале у человека была LC цепь на выходе с какими-то параметрами. При этом наблюдалась неустойчивая работа девайса при переходе из режима прерывистого потока трансформатора к непрерывному. После увеличения индуктивности выходного фильтра этот переход стал происходить более плавно - без шума и пыли. Тут все дело в том, откуда берется сигнал ОС до фильтра или после.
По поводу режимов с непрерывным и прерывистым потоком трансформатора, позволю себе не согласиться с утверждением, что непрерывный режим более экономичен. Там все хорошо только на бумаге при расчетах. Если исходить из практических соображений, то наиболее оптимальным будет режим прерывистого потока, а еще лучше - критический (квазирезонансный). К стати, это косвенно подтверждается тем, что ST для своих Viper-ов предполагает использование только прерывистый режим. А одна из последних серий от NXP и вовсе рассчитана на критический режим работы. IR вообще не применяет для своих IRIS-ов никаких иных режимов, кроме квазирезонансного.

Добрый день!
Это смотря что Вы хотите получить. Повышенный КПД, низкий уровень помех или уменьшенные массу и габариты.
Вы правы в том, что у автора нехватало запаса по устойчивости цепи ОС. Изменив индуктивность дросселя он его получил приемлимым, но это не означает, что при определённых условиях это может повториться.

Начнем с того, что из г-на трудно слепить конфету. TOPSwitch - это оно и есть. Рекомендации по использованию трансформатора в режиме непрерывного потока в их DS и AN явно следуют из очень большого Rds_on их микросхем. По расчетам выходит, что в этом случае действующее значение тока через транзистор меньше, чем в случае прерывистого потока. Это правда. Но есть одно НО. Восстановление диода выходного выпрямителя происходит при очень большом обратном напряжении, практически сразу после того, как он проводил большой ток в прямом напралении. Для этого случая ни один из производителей диодов не гарантирует время восстановления из-за просто огромного обратного тока. Все меры, принимаемые к ограничению оного, однозначно приводят к снижению КПД относительно расчетного.
Кроме этого, этот обратный ток дополнительно греет включающийся силовой транзистор.
Я уже не говорю о помехах, генерируемых включающимся транзистором, при фактически "закороченной" восстанавливающимся диодом вторичной обмотке.
К сожалению, многие, начитавшись DS и AN от Power Integrations, исходящих скорее от маркетинга, чем от техники, используют их в своих конструкциях, построенных на рассыпухе.
Итак, если я хочу получить высокий КПД, массу и габариты, то я выберу критический режим.


Конечно может. Поэтому, на мой взгляд, надо это дело тщательно просчитать, а затем проверить на макете. Но у нас нет данных. Автор их, к сожалению, не предоставил.

Изменение с 9мкГ до 14мкГ, врядли

Спорить не буду, но лично я с таким сталкивался. Похоже человек во втором случае получил правильный (или близкий к оному) фазовый сдвиг. Поэтому, во избежание доп. гемора завожу цепь ос до этого фильтра. И потом, что 9, что 14 мкГн - на мой взгляд многовато.

Режим прерывистого тока и режим прерывистой генерации - это разные вещи. Свист свидетельствует о прерывистой генерации - неустойчива петля ОС.


А если ток большой, на дросселе что-то падает и нагрузка переменная?


Трудно судить - частоту автор держит в секрете.
Хотя - согласен, дроссель должен давить ВЧ - пульсации, поэтому здесь он великоват. ИМХО - он должен быть просто намного (в 10 раз) больше ESL и ESR кандёров.

расчетный зазор - 199,21 мкм
индукция - 0.207 Т
частоту преобразования понизил до 60 кГц
Саму частоту не мерял, использовал график зависимости Rt от частоты.
вот собственно и схема:


Согласен, что или 9 или 14 все едино и достаточно много. Цепь ОС заводил с выхода.
Попробую сегодня включить до фильтра.

Что делают D5, D6, C4,R9? C6 не великовата?

Дык, це - мягкий пуск.

Эт согласен.
Следующий вопроc: как автор вышел с 9-ти именно на 14 мкГн? Интересна сама логика. Я бы вот в этом направлении и не стал бы копать .. Хотя стараюсь брать сигнал для ОС как можно ближе к нагрузке.

Добрый день!
1. Насчёт критического режима я с вами абсолютно согласен, только есть трудности его сохранения в широком диапазоне изменения тока нагрузки и входного напряжения. Как правило это достигается регулированием частоты преобразования, а это дополнительные требования к сердечнику трансформатора.
2. Я не понял при чём тут TOPS..., вроде разговор о схеме на UC.... Хотя мы применяем в своих изделиях очень широко TOPы и получаем не плохие результаты. Надо правильно их применять, а в DS и AN информация как правило к размышлению.

Подключил ОС перед фильтром. Теперь для устойчивой работы ему хватает и 4кмГ. Сегодня буду нагружать большим током.

ЗЫ:Подсоветуйте ссылочки на литературу для более подробного изучения данной темы.

http://focus.ti.com/analog/docs/powerhome....OT+home_p_power

Предлогаю 2 ногу ИМС посадить на землю, R7,R8,C6 выбросить. Мягкий запуск пока отключить.
Эмитер оптопары посадить на землю, а между коллектором и 5В включить R6 и коллектор соеденить с 1 ногой ИМС. Таким образом мы избавимся от усилителя ОС самой микрухи. У нас для этого есть ТЛ431.
Тогда за устойчивость системы будут отвечать R4,C1. ОС заведем с С13.

Устойчивость блока будет зависить от индуктивности первичной обмотки и R19. При правильно подобранных параметрах при 45-50% заполнении и полной нагрузке, на R19 должна быть пила амплитудой 0,9-1В.

Как я уже писал, ОС я подключил с С13. А какой, честно говоря, смысл в отключении С6, R7, R8 я не понимаю. А какая по вашему проблема в этой цепи?



Это понятно.

ЗЫ: 2 М-16. Спасибо за ссылочку.

Все не так уж и плохо. Никаких доп. требований к сердечнику не предъявляется. Существуют вполне пристойные методики расчета и соответствующие ИС контроллеров и конверторов.

TopSwitch, как таковые тут не причем. Просто навеяло... В связи с режимом непрерывного потока. А если их действительно, правильно применять, тогда эти МС не хуже остальных. Хотя мне лично больше нравится Viper53.

Проблемы никакой, тоько в данном случае у нас 2 усилителя ошибки один на ЮСишке, второй на ТЛ431. И там и там есть цепи коррекции. А так как блок работает не устойчиво, я и предлогаю избавится от одной из них, по причине -она здесь лишняя. И тогда устойчивость можно корректировать только цепямиТЛ431.

Разумно. Я поэксперементирую с разными нагрузками, посмотрю как работает блок. После попробую упразднить эти цепи.