Вы мне такой режим найдите в резонансном инверторе напряжения на частоте выше резонанса с режимом ZVS при включении транзистора.
Про коммутацию транзисторов я кое что знаю. Не зря защищал диссер с темой
Исследование и оптимизация коммутационных процессов в транзисторных преобразователях для электротехнологии.
Это правда был 1998 год.

режим штатный, постоянный ZVS !
и проблема рассасывания диода никуда не пропала - так как ток через внутренний диод шёл ток вначале цикла !!!
подача напряжения на затвор ничего не меняет - рассасывать заряд, накопленный диодом, обязательно придётся.
это главная причина того, что горят полевики и их драйверы впридачу в резонансных инверторах и электронных балластах.
рассасывание происходит при закрывании, а не при открывании оппозитного транзистора. Что бы сгорел mosfet не нужен даже открытым второй транзистор - достаточно его диода, которым фиксируется напряжение на стоке.
медленный рост напряжения на стоке - порядка половины напряжения питания за 500 нс - спасёт от преждевременного лавинного пробоя. Но так никто не делает - жалко нагревать снабберы, либо обеспечить это условие можно лишь на малой нагрузке.
Важна не скорость dV/dt (скорость приводит к другим проблемам), а время от момента протекания тока через body diode до появления высокого напряжения на стоке. Зазевавшиеся носители, неуспевшие рекомбинировать и благополучно удалиться при малом напряжении на стоке, ведут себя как камикадзе. Они оказались не в том месте и не в то время - им надо пройти слишком долгий путь, а значит, велика вероятность развития лавины при такой напряженности поля. Поэтому жесткое закрытие диода проходит легче: носители подбираются поближе к выходу (CoolMOS, пишут, 3000 А/мкс выдерживают) и лавин не происходит. Лавина - ударная ионизация, разогрев, шнурование тока и тютю. И это происходит на детских режимах...
перечитайте http://electronix.ru/forum/index.php?s=&am...st&p=834403

Статью почитал. Ничего общего с резонансным инвертором напряжения не узрел. Стадиии 6 в резонансном инверторе напряжения не бывает вообще.

Склонен предположить, что дохнут только транзисторы, закрывание которых отдано на совесть снаббера/ёмкости между стоком-истоком и тока нагрузки.
Только те, у которых при росте напряжения на стоке жестко "0"/"минус" на затворе.
Гибнут только те, у которых ток канала при закрывании отсутствует.

Жалкой участи избегнут те, чьё закрывание контролируется резистором в затворе и ёмкостью Миллера.
И, возможно, беда обойдёт стороной тех, у кого на затворе при закрывании напряжение чуть ниже порога открывания транзистора.

Приоткрытие транзистора поставляет основные носители - электроны, которые ускоряют рекомбинацию оставшихся от прохождения тока через диод дырок, предотвращая развитие лавинных процессов.
Когда напряжение чуть ниже порогового на затворе, при росте напряжения на стоке приоткроются те ячейки полевика, где скопился бОльшой заряд неосновных носителей.

Вопрос надёжности работы силового ключа, связанный с рассасыванием накопленного в обратном диоде заряда при высоких скоростях подъема напряжения на стоке может проще и правильнее сегодня решать интеллектуальными методами в управлении затвором? Т.е. в нужные моменты полностью открывать ключ для работы в третьем квадранте, исключая таким образом накопление паразитного заряда. Поднимая к тому же КПД преобразователя. При сегодняшней доступности программируемой логики и её цене вопрос в реализации управления вообще не стоит. И как работать даже с самыми "большими" затворами с высокими скоростями перезаряда тоже известно....

интеллект - слишком пафосное слово для простой мысли - ток через паразитный диод никогда не должен течь без положительного напряжения на затворе...

Я о том-же. Ток никогда не будет течь через паразитный диод при положительном напряжении на затворе и выше его порога.
К слову, интеллект уже давно перестал быть пафосом в силовой электронике, даже на малых мощностях...

это неправда...

Пафос пафосом, а объясните мне тёмному крестьянину механику процесса. В промежутками между включениями на затворе присутствует пару вольт питания? Для включения это хорошо, меньше нужна скорость наростания, а вот не будет ли оно тормозить выключение? Ведь не зря же самы высокие динамические показатели получаются при питании управляющего драйвера именно двуполярным питанием +15-5 вольт. Или же положительное смещение появляется после полного выключения мосфета? Типа второй дэд-тайм.

Речь о полевых транзисторах? Про "синхронное" выпрямление слышали?

georgy31, речь немного о другом.

в этой теме обсуждались проблемы высоковольтных полевых транзисторов.

проблема начинаетя не при выключении транзистора. при выключении она себя лишь проявляет.

Высоковольтные полевые в третьем квадранте вообще никак не работают?

Понятно, что при выключении проблема уже себя проявляет. Бороть её там, где она начинается - в обратном диоде - можно ???

For Vokchap:

К вопросу о работе обратного диода.

Берем первый попавшийся высоковольтный ключ - например, IXFX 38N80Q2.

ID25 = 38 A, RDS(on) = 220 mΩ, VSD (IF = IS, VGS = 0 V) = 1.5 V.

Что будет, если обратный ток канала превысит 6.8 А?


Не только можно, но и нужно - если нет запасного ведра для транзисторов. Ответ один - держать dU/dt, dI/dt в допустимых пределах (затвором или внешними цепями, а лучше - всем вместе).

Integrator1983,
зачем первый попавшийся, ещё и десятилетней давности. Если говорить о 800 В, то 140 мОм уже не рекорд при том же Vsd. IXFB 60N80P
500 - вольтовые с каналом менее 100 мОм уже нормальное явление. Ну и 100 вольтовые с каналом единицы мОм - тоже "высоковольтные".



В этом нового уже ничего нет. Это рождает только ограничения на частоту, КПД и габариты.

Вопрос не в том, сколько лет транзистору. Возьмем APT8014L2LL (2003): 140 мОм, 1,3 В на диоде. При каком обратном токе канала заработает диод? То же самое и для IXFB 60N80P (2006). А других ключей на 800 В 140 mOhm я не видел. Кроме того, некоторых может смущать их цена.
А если почитать DataSheet еще дальше и сравнить накапливаемые в диоде заряды у Ixys и APT - то и о 10 годах как-то забываешь.

По-моему, для 100 В ключей еще можно выбрать режим, в котором обратный диод никогда работать не будет. А вольт на 400 и выше - увы.



КПД и, косвенно, габариты - согласен. А частота тут причем?

Так-уж и увы? 10А обратного тока мимо диода на 800-вольтовом - сущий пустяк? Пусть не на 100% канал зашунтирует паразитный диод, накопленный в диоде заряд будет пропорционален его прямому току. Соответственно это уже другая картина. Есть некая ниша.


Интеграл под кривыми больше при крутых фронтах . Частота и КПД понятия неразделимые.

ps
Я не имею ничего против идеи шунтировать диод каналом (или сформированным TMBS диодом) с напряжением на затворе ниже порогового, как предлагает автор в соседней теме. Раз это работает, значит будет определенная ниша. Всегда приходится искать компромисс между что хочется и что можно.

Под УВЫ подразумевается полное исключение протекания тока через диод.



Конечно же не пустяк. И КПД повыше, и заряд поменьше. Но накопление заряда в диоде будет, и обходится с ключем придется аккуратно (к чему и призывает уважаемый НЕХ).



Вот тут не согласен. Если коммутировать один и тот же ток/напряжение с частотой 50 кГц со скоростью Х и с частотой 100 кГц со скоростью 2*Х? Как по мне, динамика будет та же.

А если не полное, стало быть фтопку?


Будет или не будет, как много будет и при каких условиях я думаю уже понятно. С ключами нужно всегда аккуратно, возражений нет.


Ну "динамика" будет в два раза выше, КПД условно такой-же (если всё линейно). Вы сами опровергли своё возражение .

Если не полное - возникают вопросы, рассматриваемые в этой теме - то есть, вроде как режим ключа нормальный (на первый взгляд), до предельных значений токов/напряжений далеко, а ключ горит.



Не понял, как это??? Потери на переключение в 1 случае в 2 раза выше, но происходят переключения в 2 раза реже. То есть, динамические потери в ключе что в 1, что во 2 случае одинаковые.

Частота - принципиальна ! и дело не в динамике переключения !

на низкой частоте вредные дырки, возникшие при токе через паразитный диод, успеют рекомбинировать за время открытого ключа.
а на высокой - после закрытия могут спровоцировать лавинный пробой с открытием паразитного внутреннего биполярного транзистора при напряжения сток-исток меньше паспортных.
это может произойти только когда зарядов неосновных мало - при большом их количестве они сами ограничат динамику при рассасывании.

А режим КЗ? Длительность интервалов передачи энергии крайне мала, все остальное - свободная циркуляция, ток в диодах приличный. Плюс нагрев кристалла этим током. Если долбить ключ высокими скоростями - на любой частоте улетит (ну, разве что до единиц кГц опускаться).



Как по мне, лучше не надеяться на заряд диода, а поставить внешнюю емкость, ограничив dU/dt.

Вот и я говорю, что КПД преобразователя не изменится. Т.е. обострение фронтов в 2 раза (которое возможно при решении вопроса лавинного пробоя), позволит условно в два раза задрать частоту при сохранении прежнего КПД преобразователя.


Об этом и речь - решив проблему накопления заряда в диоде (или хотя-бы его величины) - задираем частоту (обостряем фронты) без ущерба для здоровья (ключа).

То есть все говорят об одном и том же - только по-разному. По сути, либо не допускаем насыщения диода, либо "мягко" его рассасываем, не вгоняя в область вторичного пробоя, если все же насытился.

Стало быть договорились. Можно пойти выпить чаю .

неосновные носители - дырки - начнут появляться как только напряжение на стоке упадет до -0,5 Вольта(условно) и ниже.
поэтому 5 Ампер Х 0,1 Ома - предел безмятежности для условного транзистора.
есть надежда, что при бОльшем токе при условии сохранения полного открывающего напряжения на затворе, вред дырками нанесён не будет после закрытия транзистора.
Применение снабберов приводит к необходимости увеличивать реактивный ток, иначе самокоммутация под вопросом.
В PFC до киловатта CoolMos прекрасно трудится без их помощи. Жаль, что они жадно впитывают заряд при обратном течении тока через исток-сток.
Схемка драйвера обошлась тремя дискретными транзисторами, полумосту теперь фиксированный dead-time не нужен.

Недалек тот час, когда все эти потуги канут в лету http://catalog.compel.ru/blog/2011/03/18/c...remniya/?q=cree


попался транзистор симпатичный, MeanWell ставит в БП, Toshiba делает, вроде по лицензии Infineon.

Какой Infineon? TOSHIBA Field Effect Transistor - это звучит гордо!

В PFC нет обратного протекания тока. Вообще, СооlMOS прекрасно чувствуют себя в однотактниках - низкое сопротивление канала, низкий заряд затвора - замечательно. А в двухтактниках, особенно квази - и просто резонансных, все хуже - огромный заряд медленного диода, большое значение отношения емкости Миллера ко входной емкости + низкий порог открытия - заставить их нормально работать - бо-ольшая проблема.

у некоторых получается.

Так и у меня получалось - вопрос в потраченном времени и ключах.

А по ссылке CoolMOS_LLC_1MHz.pdf на странице 4 читаем:

"The phase shift full bridge converter is widely used in high voltage DC/DC
converter applications. ..... However, field failures of this converter
have been reported, and the cause of those failures was attributed to the reverse
recovery of the primary side device’s intrinsic body diodes [3], [4]. Since
superjunction MOSFETs, such as Infineon’s CoolMOS devices, have body
diodes with poor reverse recovery conditions, these devices have not been
widely adopted for this application."

тем временем Infineon представляет поколение CFD2...
резонансные преобразователи проникают всюду...
кто-то не поленился срисовать схему с Playstation3. 12 Вольт, почти 30 Ампер, в закрытом кожухе без принудительной вентиляции.

Может быть полезнее помогалку
по LLC почитать?

Что-то не работает ссылочка...

Неправда ваша, специально проверил:

Странно, значит, у меня что-то:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

в Вашей "помогалке" на последней диаграмме как раз блок-схема БП PS3.
что нового можно почерпнуть из Вашего документа ?

Примерно то же, что и из вашей схемы.
Поскольку

Конструктивный диалог...
презентация объёмом 2М или картинка 85к

Power MOS FET Destruction Mechanisms and Countermeasures
стр 21

Да уж, картинка весьма забавная:

рад, что Вам удалось досмотреть файл почти до конца !
(в школе, когда учитель ошибался, многие хихихали, а мне это было досадно.)
(недавно применил почти такую же схемотехнику - диодик, конечно, стоял - называется LSK "load shift keying" модуляция - для безпроводной передачи телеметрии и питания одновременно - источник шунтируется ключом, транслируя информацию)



В литературе упоминается ещё одна причина неудач - отложенный отказ ключа, вызванный снижением порогового напряжения.
Эффект накапливаемый во времени, происходит из-за деградации подзатворного диэлектрика "горячими" носителями, образованными лавинным рассасыванием.

Попался патент. Думаю интересный, короткий и по теме. Сам тоже использовал p-канальный MOSFET для решения задачи.

Подробнее о работе схемы от автора

эскиз решения

Спасибо. Интересно даже не только для ZVS

Автор предлагал его для active clamp и не задумывался, что такой подход к управлению MOSFET поможет спасти транзистор от вреда паразитных структур в его составе.

Публикую схемотехническое решение адаптивного драйвера MOSFET, сберегающего ключи от вреда паразитного диода
ZVS MOSFET DRIVER for RESONANT and PHASE-SHIFT TOPOLOGY
MOSFET DRIVER :


включение транзистора на fotkidepo.ru:



Для любителей низковольтных BUCK топологий - глубокое исследование тонких моментов (которые всплывали в этой теме)
http://www.tesisenred.net/bitstream/handle....pdf?sequence=1

Спасибо!
Экспериментов с выходом ключа из насыщения не проводили?

Многократно проводил...
но резистор, параллельный IRLML5103 или отсутствовал или был с мозгами...(CD4093 было достаточно)
Результат работы схемы с простым решением -


отработка короткого замыкания на fotkidepo.ru:

Ток нарастает плавно до 150 Ампер.
Характерен всплеск напряжения на затворе, вызванный ёмкостью сток-затвор и индуктивностью истока - применение диода с затвора на плюс питания драйвера снижает индуцированное напряжение затвор-исток и всплеск тока транзистора.
Вариант драйвера без "лишних деталей" состоит из :
2 сборки диодов ВАТ54S, 3 транзисторов в SOT23, стабилитрона, 2 резисторов, 1 конденсатора и диод на сток, BYV26C, например.

Вот уж год прошел...
И намедни нашлось первое упоминание адаптивного драйвера ! 1981 год.
http://hal.archives-ouvertes.fr/docs/00/24..._16_6_333_0.pdf

Эра биполярных транзисторов ещё впереди - ждём первенца от Fairchild.

Для mosfet применял такое решение -
ADAPTIVE ZVS DESAT OVER-CURRENT PROTECTED MOSFET DRIVER


Позднее его модернизировал - заставил срабатывать раньше, чтоб нелинейность ёмкости сток-исток не вмешивалась в работу, и добавил небольшое отрицательное смещение для управления затвором - меньше сказывается паразитная индуктивность цепи истока при прерывании тока.

Внутренние диоды MOSFET не перестают удивлять - Coping with Poor Dynamic Performance of Super-Junction MOSFET Body Diodes
https://www.jstage.jst.go.jp/article/ieejji.../2_183/_article
теперь и forward recovery не устраивает...
может дело в паразитных индуктивностях корпуса ?

и ещё одна пища для размышлений на картинке

и почему же никто не захотел глумиться над картинкой ? все силы забрал PowerInt ?

вот в RC-IGBT та же песня - электроны мешают дыркам работать в диоде
http://www.infineon.com/dgdl/Infineon+-+IG...13a6ec9c25f6017

И в чем должно состоять глумление?



Где-то в соседней теме Вы призывали избавиться от полевиков и и применить IGBT - По мне, в IGBT причин возникновения всяких глубоких проблем как минимум не меньше, чем в MOSFET (скорее, даже больше).



Так получилось, что первым моим источником был полный мост на 1,5kW с PFC, который, неожиданно для меня, получился похожим на Phase-Shift Full Bridge (во всяком случае, ZVS держал практически во всем диапазоне нагрузки) . Собрано было это чудо на новейших в то время IRFP460 (пожечь которые пришлось, конечно). И даже работало надежно - несмотря на все недостатки ключей. Если бы тогда довелось прочитать эту тему - забил бы на силовую немедленно и навсегда.

Картинки из последних постов всё таки оптимистические -
подача положительного напряжения на затвор способствует рекомбинации медлительных дырок и накоплению злобного заряда.
но вот с выходной ёмкость SJ MOSFET пока неполное понимание у меня -
когда транзистор выключаю = она хорошо работает как снаббер, затягивается фронт напряжения на стоке, но
когда на стоке закрытого транзистора напряжение резко уменьшается на осциллограмме не замечаю выходной ёмкости ключа... плавности нет.
может смотрю не туда...