Позволю себе пополнить коллекцию картинок

Глубоко уважаемые авторы! Если не жалко, то пожалуйста выкладывайте вместе с картинками исходные файлы. Кроме того, что щупать руками приятней чем глазами, еще как говорил классик : "мартышка к старости слаба глазами стала".
Заранее БОЛЬШОЕ СПАСИБО!

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Мощно. Аж глаза разбегаются

Посмотрел - коэфициент связи явно завышен был.
Для наглядности несколько ихменил схему моделирования. Связь обмоток сделал 100% (коэф. связи K=1), а индуктивность рассеяния ввел в явном виде и, как и обещал, промоделировал прерывистый, краничный и непрерывный режим при индуктивности рассеяния в диапазоне 1-4% индуктивности намагничивания при наличии снеббера и без него. Отключение/включение снаббера проводится изменением емкости с 2р на 2n (чтобы не менялась топология ихемы и не надо дыло заново пересчитывать начальные условия)
Схема моделирования для прирывистого режима:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
В ней задан степпинг (изменение с заданным шагом) индуктивности рассеяния Ls в диапазаоне 0.6u - 0.24u (u - обозначает "микро").
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Результаты моделирования показывают, что общий вид процессов почти не меняется. Из-за того, что индуктивность намагничивания в этом режиме мала, то мала и индуктивность рассеяния (которая считается в % от индуктивности намагничивания). Энергии в ней запасается немного и она влияет лишь на процессы коммутации (фронты).
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Но именно коммутационные процессы существенным образом влияют на потери в ключе, поэтому, несмотря на то, что общие процессы в схеме изменились совсем мало, потери в ключе заметно возрастают с увеличением индуктивности рассеяния (зеленые графики).

Введение снаббера в схему с перывистым режимом существенно уменьшает суммарные потери. Емкость успешно формирует траекторию переключения, заметно снижая потери в ключе, а энергия, запасенная в индуктивности рассеяния мала, поэтому потери в снаббере совсем невелики. Получается сумарный выигрыш.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Хотя только лишь из диаграммы токов и напряжений при выключении это совсем не очевидно.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

При работе в граничном режиме (индуктивность намагничивания увеличина с 6мкГ до 12 мкГн) влияние индуктивности рассеяния уже заметна не только на фронтах - появились явно выраженные "звоны" при выключении ключа (снаббера пока нет)
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Однако, несмотря на эти "звоны" и рост индуктивности рассеяния, потери в ключе получились в три раза меньше, чем в прерывистом режиме.
Процессы при выключении ключа при 1% и 4% выглядят следующим образом:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Снаббер также уменьшает потери (в смысле, суммарные потери в снаббере и в ключе порлучаются меньше, чем в ключе при отсутствии снаббера). Но этот эффект не так явно выражен, как в прерывистом режиме.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Хотя формы напряжения и тока при выключении ключа в этом случае гораздо красивее
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

И, наконец, непрерывный режим. Причем, весьма хорошо непрерывный (индуктивность намагничивания в 20 раз больше граничной - 250 мкГн.) Соответственно, индуктивность рассеяния получается 2.5, 5, 7.5 и 10 мкГн.
Такие большие индуктивности рассеяния очень сильно влияют на процессы в схеме.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Однако на первый взгляд, это не приводит к существенному росту потерь.
Думаю, это впечатление обманчиво и вызвано некорректностью расчета потерь. Дело в том, что при больших значениях индуктивности рассеяния подает выходная мощность (напряжение). Это вызвано фактическим сокращением эффективной длительности импульса из-за того, что ток в ключе при коммутации нарастаеи медленно (скорость ограничена индуктивностью рассеивания). При инуктивности рассеяния 10 мкГн и неизменных прочих параметрах выходное напряжение снижается с 5В до 3,3В.
Для корректного сравнения надо было бы подбирать режимы, при которых выходная мощность осталасб бы неизменной (меняя коэфиициент трансформации). Но на это ушло бы много времени и я поленился это делать
Поэтому сравнение с предыдущими результатами возможно только при 1% индуктивности рассеяния, когда выходное напряжение изменилось весьма незначительно (с 5В до 4.8В).
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Общий вид процесов при подключении снаббера
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Однако для сравнения также можно использовать результаты с минимальной индуктивностью
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
В отличие от предыдущих схем, включение снаббера резко (в три раза) увеличило суммарные потери. Это вполне объяснимо - индуктивность рассеяния в 20 раз выше, чем в граничном варианте, соответственно, в снаббере рассеивается в 10 раз больше мощности (грубо). Но функцию ограничения мгновенной мощности и уменьшение "звонов" он выполняет успешно. Но за это приходится платить снижением КПД.
Процессы при включении и выключении (индуктивность рассеяния 1% - 2,5 мкГ)
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Анализ полученных режимов показывает, что при выбранных допущениях самый эффективный с точки зрения потерь - граничный. Но он весьма требователен к величине сопротивления канала ключа, поскольку активная составляющая потерь весьма велика и при большом попротивлении канала выигрыша в потерях можно не получить.

Непрарывный режим менее требователен к велисине сопротивления канала, но налагает достаточно высокие требования на конструкцию трансформатора - индуктивность рассеяния для эффективной работы не должна превышать 1%.

Хотел бы еще обратить внимание на один момент. Если смотреть мгновенную можность (произведение тока на напряжения) на "стоке" транзистора и на копротивлении "канала" - то получаются радикально разные картинки (малиновый и коричневый график).
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
С одной тороны, это вполне очевидно - на "стоке" помимо собственно тока канала (а это и есть активная тепловая мощность рассеивания) протекают реактивные токи перезаряда паразинтных ескостей (затвор-сток и сток-исток).
Получается, что вычисленная таким образом мгновенная мощность имеет мало общего с импульсной активной мощностью на ключе, которая как раз-таки опредеяет потери при переключении и ОБР.

В у меня модели рассеиваемая мощность считается как интеграл от активной мощности канала.
Как я уже писал выше, она полностью совпедает с мощностью, вычисленной как интеграл от произведения тока и напряжения на стоке. Поэтому считаю такой подгож првильным.
Но возникает вопрос, как в реальной схеме с МОП-транзистором можно оценить мгновенную активную мощность? Поизведение тока и напряжения стока такой информации, ИМХО, не дает. Произведение тока истока на напряжение стока - тоже. Как практики ее измеряют? (я с полевиками работал очень мало, поэтому своего опыта у меня особе нет - всегда смотрел ток и напряжение стока и не задумывался о емкостных составляющих)

Использованные при расчетаз файлы (в формате mc9) - в прикрепленном архиве
Обращаю внимание, что во все эти файлв внедрена директива установки начальных условий для установившегося режима .IC ......
Поэтому при коррекции файла (изменении названи компонетов или их добавлении) появится соотщение об ошибке (начальные условия для новых компонентов не поределены директивно).
Для коррекции схемы эту внедненную директиву нужно удалить или закомментировать.

Что-то меня смущает звон тока в ключе при его выключении. Похоже что он приоткрывается напряжением, просачивающимся через емкость на затвор...

При использовании нормальных драйверов. я такого в реальных схемах ни разу не замечал.

Предлагаю уменьшить емкость сток-затвор и можно параллельно затворовому резистору подключить диод анодом к затвору.

Есть другой вариант - для проверки модели можно взять какую-нить апликуху (например, Power Integration), где приводятся параметры (кпд в т.ч.) и для непрерывного и для прерывистого режимов.

Специалисты, блин...
Почему меня до сих пор никто носом не ткнет в ошибку в модели. В реальности в МДП-транзисторе обязательно присутствует обратный диод. А в модели его нет. Думаю, именно поэтому токи при выключении не соответствуют реалиям. Сейчас проверю

Проверил. Влияние есть, но не кардинальное.

По поводу колебаний. Это чисто емкостные составляющие при ПОЛНОСТЬЮ ЗАКРЫТОМ канале. Никакие воздействия по затвору на них влияние не оказывает.
Проверить это просто - достаточно посмотреть ток канала (резистора Rkl)
Причем, эти колебательные процессы очень похожи не то, что я видел в действительности (только там они немного диодом порезаны были).

Кстати, щас обнаружил книжку (правда, довольно старую) по моделированию импульсных источников питания в PSpice. Ссылку кинул в раздел "Документация".

емкость в 500р в моделе ключа - великовата лья такого блока питания.
если всзять IRF7478 (60В, 3.5А, 30мОм), то его емкость затвор-исток = 1740р, а эффективная есмкость выхода (сток-исток) порядка 410р (причем она изменяется в зависимости от напряжения на стоке от 220р до 1590р)

Кстати, а почему не использовать спайсовые модели именно MOSFET транзисторов ? Зачем эта городуля с ключем ?
http://www.irf.com/product-info/models/ - это ссылка на библиотеку от IRF (правда я не знаю как ее прикрутить к MC9, но знаю как к PSpice 5.0)

Использование стандартных Spice-моделей - это будет следующий этап. Я ведь не зря спрашивал, наиболее типичные приборы.
Городьба с ключем помогает глубже понять процессы в схеме и их связь с паразитными параметрами. В спайс-модели паразитными параметрами не очень поварьируешь (можно, но сложнее). И некоторые эффекты не посмотришь. К примеру, в упрощенной модели я могу посмотреть именно ток "канала" отдельно, а емкостные составляющие - отдельно.
К тому же пока идет именно качественное моделирование (а не количественное). Т.е. пока рассматриваются основные принципы работы схемы.

По поводу приведенной по ссылке библиотеки. Она имеет организацию, не слишком удобную для импорта в Микрокап (модель каждого прибора - отдельным файлом). Если нужно подсоединить какой-то конкретный компонент из этой библиотеки - проблем нет. Если всё - то пока не придумал решение (точнее, оно есть, но оно трудоемко).

Кстати, не уверен, что эта библиотека более полная, чем встроенная в MC9. В МС9 только MOS-транзисторов от IRF больше тысячи (1084). А в этой библиотеке всех компонентов (диодов и транзисторов всех типов) 1057.

Теперь посмотрим, насколько отличаются результаты при использовании модели с ключем и конденсаторами по сравнению со встроенной Spice-моделью.
Моделируется флайбек в режиме непрерывных токов со снаббером.
Ток и напряжение в ключе
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Процесс выключения ключа
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Скоько-нибудь серьезной разницы я не вижу. А вот по обеспечению сходимости - разница большая. Схема со Spice-моделью просчитывается с большим трудом. Из сохраненных начальных условий мне ее вообще не удалось заставить работать (несмотря на массу ухищрений), только из продолженных ("матрица сингулярна" и все тут).
Поэтому по-прежнему считаю, что для исследования процессов целесообразно использовать ключевую модель с проверкой на конечном этапе схеме со Spice-моделью ключа.



емкость в 500р в моделе ключа - великовата лья такого блока питания.
если всзять IRF7478 (60В, 3.5А, 30мОм), то его емкость затвор-исток = 1740р, а эффективная есмкость выхода (сток-исток) порядка 410р (причем она изменяется в зависимости от напряжения на стоке от 220р до 1590р)
Судя по всему, для современных транзисторов эа емкость, действительно, великовата.
Попробовал поставить Spice-модель IRF7492 - он больше подходит для данного случая (200В, 3.7А, 79 мОм). С ним результаты другие (емкости у него заметно меньше)
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Аналогичные результаты получаются в модели с идеальным ключем и конденсаторами, если емкости затвор-сток и сток-исток поставить по 50пФ
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Не подскажете что все таки лучше для моделирования микрокап или оркад? Просто я в оркаде 10.5 полгода занимаюсь моделированием..и постоянно натыкаюсь на какие то не приятные мелочи..Микрокап не пробовал еще. Стоит с ним работать начинать? Если да то дайте ссылку на дистрибутив и на какие нить ресурсы где можно посмотреть мануалы? или примеры?

Лучше - понятие растяжимое и неоднозначное. Что русскому хорошо - немцу смерть.
Думаю, это неизбежно при освоении любой программы. При моделировании в принципе немало "подводных камней". В прочем, как и везде...

Трудно дать совет, не зная задач моделирования. В принципе, пробовать что-то новое никогда не вредно. Хоть я и поклонник Микрокапа, но считаю переход на него с Оркада вряд ли оправданым (впрочем, многое определяется базовыми ровнями знаний по Оркаду и необходимость использования именное его возможностей). С Оркадом я знаком лишь поверхностно, но он мне показался более громоздким и сложным для освоения, чем Микрокап. Но по возможностям он точно не хуже, а почти наверняка лучше. Оркад - более "профессиональный" пакет.
Модели в обоих программах испоьзуются одинаковы и совместимые друг с другом. А кому какая оболочка больше нравится - дело личных пристрастий. Из принципиальных различий - Микрокап не имеет встроенных средств разводки печатных плат.

По поводу ресурсов про Micro-CAP - можно смотреть материалы и скачать руководсво пользователя (на английском) на сайте разработчика - http://www.spectrum-soft.com/index.shtm Тамже можно посмотреть примеры в разделе Newsletters и скачать демоверсию программы (основное ограничение - расчет схем, в которых не более 50 узлов)

На русском есть сайт http://microcap-model.narod.ru/ (я занимаюсь его поддежкой) По МС8 недавно вышла книга (ссылка есть на сайте).
На дистрибутив МС9 ссылки тут - http://electronix.ru/forum/index.php?showt...35449&st=15

Спасибо за ответ...будем думать дальше как нам быть..= )

Часто бич симулятора - сходимость процесса. ИМХО это хорошо оптимизировано в SIMetrix. По крайней мере, там, где я ломал голову в других спайс - подобных симуляторах, тут решается гладко. Для грубого моделирования ИИП еще более разумно использовать заточенные под это дело симуляторы, сам пользую SIMPLIS.

Продолжаем "мучить" флайбек в непрерывном режиме. При выходной мощности 25В и индуктивности рассеяния в 1% от индуктивности намагничивания выбросы на ключе со снаббером составляют 180В при 24В питании. Суммарные потери в ключе и в снаббере - 2,86Вт.

Теперь уменьшим индуктивность рассеяния в 10 раз (0.1% от индуктивности намагничивания).
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Естественно, картинки стали красивее. Выброс на ключе уменьшился до 80В, а мощность потерь уменьшилась до 1Вт. Однако получение индуктивности рассеяния в 0.1% от индуктивности намагничивания на мой взгляд является весьма сложной технологической задачей, особенно для сердечников с зазором, имеющим сравнительно невысокую эквивалентную магнитную проницаемость.

Отсюда вывод - для уменьшения динамических потерь надо уменьшать индуктивность намагничивания, т.е. двигаться в сторону прерывистого режима.

Можно ли сделать вывод о том, что с точки зрения лучшего КПД (минимизации собственных потерь) лучше не применять непрерывный режим ?

Или это можно утверждать только для конкретных диапазонв мощностей нагрузки?

Пока нельзя. Будем дальше исследовать.
Интуитивно кажется, что максимальный выигрыш при переходе в прерывистый режим будет при низких входных напряжениях и малых мощностях.
А вот при достаточно большой мощности и в сетевом преобразователе - не уверен. Мне кажется, там статические потери в ключе могут превысить выигрыш в динамических потерях.

Хорошая, актуальная тема!


Замечание по поводу моделей. Некоторое время назад (OrCAD 9.7) занимался моделированием мостового инвертора, так вот долго не мог добиться подобия с реальным устройством. Проблема оказалась в том, что встроенные модели, были практически непригодны для моделирования подобных устройств. По крайней мере модели в OrCAD 9.7 не учитывали эффекта плато Миллера. После введения в схему моделей от Ir удалось добиться попадания в 10%, что здорово помогло в дальнейшей работе.

Проверить качество модели можно подав на затвор стабильный ток измеряя при этом напряжение на затворе. В случае хорошей модели видно характерный горизонтальный участок.

Со сходимостью появились проблемы, но картина стала намного реалистичнее.

Еще раз повторюсь хорошая тема, эх лет бы на пять раньше.

Вообще-то лет на пятнадцать раньше надо было писать Именно тогда я серьезно занимался моделированием в MicroCAp в рамках исследования путей повышения эффективности источников питания (один из разделов кандидатской).

За замечания по поводу моделей - спасибо. Надо будет тут показать результаты расчетов с разными моделями.

Для полноты картины можно сравнить модели полевых транзиторов Level 1 и Level 3, например, IRF с их сайта и из библиотек OrCAD (если, конечно, их можно вштрекнуть в MC).

Обычно spice-модели подсоединяются в MC проблем. Исключение - некоторые диалекты Spice (в частности, HSPICE, которые имеют несколько отличный синтаксис и, как следствие, требуют существенно большей возни при их конвертировании в МС.

Ну тогда на двадцать пять. И вспоминается только фортран и решение дифуравнений методом Эйлера...

Понимаю, что это займет уйму времени, но интересно было бы увидеть качественные графики типа:

Зависимость потерь от скважности при различных напряжениях на входе и постояннйо нагрузке.
Причем отдельно для прерывистых токов и непрарывных...

Неспешно осваиваю SwithcCad.

Каким образом можно задать минимальный "квант времени" transient анализа? Иногда получаются фемтосекунды и время симуляции становится неразумным

На сколько я знаю теорию численных методов расчета, минимальный квант никак нельзя менять (он меняется при расчете для обеспечения сходимости). Можно только снижать точность расчетов. Как это сделать в SWCad - пока не знаю. В МС это осуществляется коррекцией Global Setting (писал об этом в начале темы)

Увеличил "на удачу" значения вот этой вкладки в два раза. Симуляция пошла шустрее.
(настройки появляются по нажатию кнопки с молоточком)

А существует ли книга, где можно почитать базовые понятия по spice?

В окошке Solver(*) выбираем Alternate. И будет еще шустрее
Enjoy!

gyrator, да не очень-то шустрее с "Solver- alternate".
Сбросил все настройки
С альтернате - 400 пикосекунд в секунду,
с нормал - 10 мкс/с.

Может быть, еще чего надо?

Вполне возможно. Для меня SwCAD III не основной симулятор, поэтому
лучше спросите у активных пользователей здесь http://valvol.flyboard.ru/topic36.html
или здесь http://mastercity.ru/vforum/showthread.php...97&page=125

З.Ы. У меня вот такие настройки
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Затеял девайс на МК. Удаленный модуль ввода/вывода для промавтоматики с Ethernet и Modbus/RTU.
Задуманы реле в качестве выходов. Потребовался БП с гальванической развязкой (требование стандартов).
Когда посчитал потребление, выяснилось, что нужно как минимум 1А по 5V. Думаю, надо бы еще двойной запас. Поскольку сборка будет наколенная, то число моточных, изготовленных самостоятельно, должно быть минимально, а сами они - очень просты в изготовлении. Ну и цена всего остального тоже должна быть минимальной. Опять же доставаемость...
Итак, исходные данные. Вход 12...36 В. Выход 5 В 2А.
Исходя из всего вышеперечисленного родилось следующее:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Прошу конструктивной критики. Все необходимые диаграммы в любой точке схемы могут быть приложены по первому требованию. Равно как и данные моточных и остальные интересующие параметры.
Можно так же продолжить тему обратноходового преобразователя.

А стоит ли заморачиваться, используя в качестве ДТ транзистор, при такой маленькой мощности?

На мой взгляд стоит. Дело все в малом минимальном входном напряжении (12 В из условия задачи), коэффициенте заполнения, не превышающем 0.47 и моем личном желании использовать режим ПТ во всем диапазоне входных напряжений и нагрузок.
В качестве подтверждения предлагаю диаграмму тока через транзистор VT4 при напряжении 36 В и нагрузке 10 Вт.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
И тоже самое при напряжении питания 12В и той же нагрузке.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Как видно из диаграмм, пиковый ток через транзистор не так уж и мал.
Решение измерять ток, измеряя напряжение на транзисторе в открытом состоянии последнего, имеет следующие преимущества.
1. Отсутствует моточное - трансформатор тока или резисторы в истоке транзистора.
2. Упрощается топология печатной платы.
3. Для случая с резисторами - несколько увеличивается КПД.
4. Появляется новое свойство - увеличение падения напряжения на открытом полевом транзисторе с ростом температуры, что позволяет автоматически защищать ключ при повышенных температурах.
5. Стоимость решения сопоставима со стоимостью решения на резистивном датчике тока и намного ниже того же с трансформатором тока.
Это мое личное мнение, подлежащее критике.

Если я правильно разглядел номиналы, частота цепочки R10, C7 великовата - что-то около 300 кГц. Для компенсации задержки сигнала в оптроне не годится.

Если честно, я ее подобрал до получения устойчивости во всем диапазоне нагрузок и входных напряжений.
Вот диаграмма напряжения на 4-ой ноге оптрона (она-же 1-я нога UC3843) с номиналами C7 и R10, указанными на схеме 47нФ и 10 Ом соответственно. Нагрузка 20 Ом, входное напряжение 12 В.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
А это - диаграмма в той же точке, когда емкость C7 уменьшена до 10 нФ. Входное напряжение и нагрузка без изменений.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Может, что-то не так с моделью оптрона?
Каковы будут Ваши рекомендации?

У меня пока рекомендации не по существу, а по форме
Желательно схемы и диаграммы расчетов выкладываь не в формате jpg, а в формате gif или png. При этот размер файла будет где-то раз в 10 меньше, а качество - выше. В результате удобнее смотреть и обсуждать. Вот, например, схема и одна из диаграмм

Самая простая модель оптрона - источник тока, управляемый током с конденсатором на выходе, моделирующим задержку, как вот здесь:
http://powerelectronics.com/mag/Kollman%20...mber%202003.pdf

В "фирменных" моделях труднее задавать CTR, а он имеет большой разброс и напрямую влияет на усиление в петле.
По поводу частот я исходил из того, что RC-цепь существенно влияет на фазу сигнала в пределах от 0,1х до 10х частоты среза, т.е., для того, чтобы скомпенсировать полюс, созданный оптроном, необходимо поместить нуль где-то в близкой области частот. У оптронов широкого применения типичные значения частоты среза ФНЧ - сотни Гц, единицы кГц. Для сравнения можно посмотреть аналогичную цепь коррекции у TOPswitch.

Посмотрел текст модели - все так, как Вы говорите. Модель от Linear Technology. Конденсатор маловат 18pF.


Согласен, петлевое усиление - серьезный параметр.


На мой взгляд, здесь еще косвенно влияет амплитуда пилы ШИМ компаратора. Чем она больше, тем меньше общее усиление. В рассматриваемом случае пила имеет маленькую амплитуду за счет делителя на резисторах R5, R15. Пэтому, даже небольшое изменение напряжения на оптроне приводит к значительному изменению ширины импульса. Вполне вероятно, что это в свою очередь приводит к "псевдоувеличению" частоы среза.
TOPSwitch я помню хорошо. Там речь идет о 47мкФ в аналогичной цепи.

Выкладываю свой вариант схемки
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Спасибо. Очень признателен.
Есть ряд вопросов.
1. Назначение диода D150.
2. Назначение цепи R227, R228.
3. Назначение R224.
4. Назначение цепи С30, R218.
Взамен на ответы, попытаюсь объяснить свои подходы.
Идея была следующая - максимальное упрощение трансформатора, так, чтобы его мотал монтажник, собирающий изделие. В связи с этим, я не мог позволить себе обмотку обратной связи. Кроме этого, я решил сократить число витков в обмотках за счет применения схемы "вольт-секунда". Полученное при этом пилообразное напряжение, добавляется к напряжению с датчика тока. Это будет полезно, если мне вдруг захочется перейти к режиму НТ.
Естесственно, защита от К.З. получается не такой красивой, как в Вашем варианте из-за отсутствия режима "икания". Но по моим прикидкам, примененный транзистор должен спокойно перенести все эти издевательства.
Вот модель транса, поскольку на схеме его параметры отсутствуют.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
В силовой части, насколько я понял, особых расхождений нет.

1. Диод D150 обеспечивает разряд к-ра С25 при большом Кзап (чтобы он не "запоминал" сигнал предыдущего такта)
2. R227, 228-ИМХО, это все же R226, -аналог R5,R15 в Вашей схеме. Ограничивают величину тока КЗ.
3.R224 приподнимает потенциал на ISENSE, чтобы разряд емкости С30 не смещал его в минус. Это предотвращает увеличение мин. длительности вых импульсов и задирание вых. напр. при малых токах.
4. Цепочка C30,R218-стандартная цепь компенсации наклона токовой пилы (очень маленькой, при данном способе выявления тока). Обеспечивает устойчивость при Кзап>0,5.
Кстати, параметрический способ ограничения Кзап, при увеличении входного напряжения, и использование "короткого" транса можно применять и в сварочниках. На mastercity, помниться, обсуждались различные варианты реализации ограничения Кзап.
Вот картинка запуска с Вашим трансом:Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Кривуля приятней, чем у меня из-за отсутствия в переходном процессе режима непрерывного тока.

Спасибо за ответы и картинку.
Индукция в установившемся режиме такая же как и у меня. Многовато, блин. А сердечника из МП60 этого или близкого типоразмера найти не могу. MPP60 тоже никто не возит. С ним все намного красивее.
Что касается сварочника, то мы пробовали это дело на макете. В принципе - работает. Но в серию пускать как-то боязно - малейший сбой в системе и кирдык: транс в насыщении, транзисторы в помойном ведре, клиент в шоке . Там - косой полумост и индийский сердечник из аналога N87.
И вопрос. Что такое mastercity? К сожалению, я не в курсе.



За что и уважаю этот режим. Мороки меньше, да и "звенит" меньше.
И еще один вопрос. Какова средняя рассеиваемая мощность ограничителя X15 в Вашем случае?

В догонку.
Вот старт при 36 В.
В верху - напряжение на выходе.
В середине - ток стока транзистора VT4.
В низу - индукция сердечника трансформатора TV1.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Это старт при 12 В.
Расположение диаграмм такое же.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Практически апериодический режим получился, видимо, из-за вольт-секунды.

У меня такое же мнение. Короткий транс можно делать только с контролем тока намагничивания.


Это одна из сварочных тусовок http://mastercity.ru/vforum/showthread.php...97&page=127


Хороший вопрос. В моем случае полная ..опа-6Вт. Это пример неграмотного выбора Ктр и напряжения ограничителя. При уменьшении числа витков первички до 26 и увеличении вторички-до 16 (Ктр ка у Вас), получилось 0,6Вт и более приятный вид кривули переходного процесса т.к. исключен режим непрерывного тока. Одновременно уменьшились потери на перемагничивание вследствие снижения dB до 75mT.

Приятная кривуля. Я тоже считаю, что колебания придавила вольт-секундная примочка.

Согласен, что схема контроля тока намагничивания Вашего имени попроще вольт-секундной, и отслеживает сам процесс, а не некие косвенные параметры, но все равно - это доп. компоненты, следовательно, снижение надежности.


Спасибо, приму к сведению.


В моем случае весь огород с вольт-секундой как раз работает. И на мой взгляд, именно он обеспечивает плавное нарастание напряжения без колебаний, за счет того, что ограничивает максимальную ширину импульса. Это видно по излому кривой выходного напряжения. Вначале как бы выпуклая экспонента (0... 0.5 мс), затем нечто, напоминающее прямую (0.5 ... 2.5 мс) и потом остальной кусок экспоненты. Т. е. вольт-секунда не дает сердечнику "накопить" чрезмерно большое количество энергии за один такт.

Это всё можно проверить в усреднённой модели. Например, вот этой...

Спасибо за информацию.
Посмотрел на это все и не понял как это сделать (проверить предположение насчет пилы)?
Нужна книга Кристофера Башо из Тулузы.
Не хватает информации.
1. Непонятно, что такое средняя модель, ее назначение и чем она отличается от обыкновенных моделей?
2. Каким образом на этой модели можно получить АЧХ и ФЧХ моего конеретного устройства?

И вопрос немного не в тему. Может в данном случае следует отказаться от точного моделирования петли ОС, поскольку все равно параметры оптрона, настройки пилы и прочие вещи будут уточняться непосредственно на макете. Может быть на этом же макете и следует окончательно подобрать параметры цепей, корректирующих АЧХ?

Прохожий, у меня жена серьезно усредненными моделями занимается. Недавно она готовила описание построения и использования метода усреднения в простанстве состояний для анализа устойчивости источников питания. Фрагменты описания построения непрерывной модели для прямохода я недавно выкладывал на форуме сварочников - http://valvol.flyboard.ru/topic190-45.html
Вот прямая ссылка - http://microcap-model.narod.ru/PDF/Modelling_Aml.pdf
Если надо для обратноходового - могу прислать, хотя там в принципе, все аналогично по подходу, но моделька, естественно, другая получается. Если будут вопросы - пиши, переадресую жене
Да, там в ПДФ есть список литературы, где метод усреднения описан на русском.

Спасибо за ссылку. Статья достаточно интересна. Теперь понял для чего нужны средние модели. Пока только пробежал. Постараюсь "съесть" это дело полностью. И с flyback постараюсь разобраться лично.
Тем более, что в материалах, предоставленных уважаемым wim - эта модель присутствует в явном виде. Осталось сопоставить ее с методикой, описанной в предложенной Вами статье.

Небольшой . Беда в том, что я просто любитель, такой же, как и Вы. Моя основная профессия - сменный инженер электроник на крупном производстве. Плюс небольшие "шабашки" по промавтоматике отнюдь не для души и не по теме, а только ради хлеба насущного .
Да и затеянный девайс добить надо бы...

В связи со всем вышеизложенным - вопрос. Можно ли переходить к макетированию устройства? Тем более, что есть мысль сравнить полученные на макете результаты с моделью.

Кажется, эту книгу выкладывали на местный ftp, но, если честно, книга слабовата, лучше взять вот эту:
Robert W. Erickson, Dragan Maksimovich "Fundamentals of Power Electronics"
Можно найти, например, вот здесь: http://lord-n.narod.ru/walla.html

На этом макете можно и подобрать, поскольку силовая часть преобразователя в данном случае - система первого порядка. Но могут быть случаи и посложнее, например, преобразователь на TOPswitch - система второго порядка, SEPIC - четвёртого. Подбирать экспериментально для таких электронных кубиков-рубиков зело напряжно.