Доброе время суток!

Проектирую тут монстра средней мощности (5квт) - инвертор 200-280VDC -> 220VAC 50hz синус-подобие. с минимальной нагрузкой на выходе не выше 200вт (в идеале 50).
сразу взял пару мощных IGBT irgp50b60pd1, сунул в ltspice и начал смотреть. вроде все ок, только позже заметил очень неприятную вещ:
при малой нагрузке IGBT не успевает запиратся за время DT (конкретно 1-2uS) и при октрытии второго течет кратковременный импульс в несколько десятков ампер.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

модель
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

X1 - типа драйвер.
полный мост не рисовал, просто нагрузил катушкой с кондерами полумост, на суть проблемы это не влияет.

на синем граффике видны сквозные токи до 60А.

из этой картинки видно, что время tdOFF (выключения), да и tF (время спада) , растет по мере уменьшения тока.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

значит, по идее, симулятор не дурно выдал такой результат.
иными словами, заявленных 500нс на все переходные процессы далеко не достаточно при столь малых токах.
как это дело обходить? заюзать пару полевиков(хотя этим эффектом страдают все мощные транзисторы) или все же есть другие методы?
частота переключения - 30кгц. меньше взять не могу, тк будет сильный писк а девайс в домашних условиях работать будет.

А что на затворах делается ?

А может, они успевают запираться, просто выходная емкость каскада не успевает перезарядиться, и это просто бросок тока ее заряда?
Или вот еще - контур на выходе в резонансе, кажется? В неточном, да? Тогда может это его ток в момент переключения не в ту сторону идет...
А что будет, если настроить резонанс выше тактовой?

Однако, некоторые дурные инвертаторы работают без сквозняков.
Правда обратные диоды "клацают" пиками импульсной мощности, но средняя
вполне нормальнаы.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

на затворах порядок.
после ключа
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
на самом затворе
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
токи там, конечно бьют по емкости под 3А, но это не важно. с реальным драйвером будет меньше


я тоже сразу же так подумал. заявлено всего 322пф. навешивал еще столько же - сковзняк увеличивался не сильно.


да не, птосто, как нагрузку повесил. кондеры делают среднюю точку. вообще вместо кондоров еще один полумост был, просто врезал для простоты.
и это не ток через обмотку, на зеленом граффике видно, что в обмотке ток не скачет до 50A


да, у вас на граффике сквозняков не видно. обратные диоды и должны клацать во время dead time, но как только этот time пройдет, им сразу же надо помочь транзистором, а то, бедные, перетрудятся
на какой частоте у вас это смоделировано? и какой dead time для "сквозных" транзисторов стоит?

я был тоже на диоды подумал., но они там тоже не из особо медленных 120нс.
в итоге 1us должно было хватить за глаза, а хватает где-то 5. при 30кгц это 16%. многовато будет

У IGBT есть такое явление как "хвост" тока , при выключении даже когда затвор разряжен, этот хвост еще существует. Реактивная - индуктивная нагрузка во время dead time забирает этот точек в себя и включение противоположного ключа происходит без сквозняка. Если в полумосте отключить нагрузку вообще , то IGBT могут вдруг неожиданно раскаляться большими динамическим потерями на рассасывание этих хвостов тока.

спасибо большое!
я так и думал. тк емкость ведет себя совсем иначе.
а как быть, если нагрузка очень маленькая(300-500ма) для сравнительно большого(на пример, этого irgp50b60pd1) транзистора?
помогает увеличение dead time, но это тащит за собой снижение и без того не высокой частоты.
видимо, прийдется делать "интеллектуальный dead time". в принципе, не проблемма, тк в девайсе всеми процессами будет управлять Altera.

Понятно. просто мне показалось, что вся эта радость резонирует на частоте ниже тактовой - чуть ниже 20 кгц.
И поддерживает обратный диод открытым к моменту открывания противоположного ключа...

А может ли открытый диод давать удар тока при попытке закрыть его больше, чем в него закачано - я, к стыду своему, не знаю...
А, кстати, на процесс закрывания самого транзистора это не могло бы влиять, интересно?
Вообще, как это все выглядит, если полный мост? Так же или нет? Или вместо емкостей просто питание располовинить в модели...

Схема - сферический конь в вакууме. Нужно добавить паразитные индуктивности на все выводы транзисторов и источника питания как минимум.

да немного резонирует, но не до такой степени. да и эту радость я нарисовал после того, как заметил хвост. увеличил кондеры до 10мкф, чтобы не резонировало но это темы не касается


открытый диод не может давать значительного удара,тк напруга к нему прикладывается обратной полярности ( в смысле, прямой для диода). максимум, это всякие паразитные емкости. иначе бы горели мосты в драйверах шаговых двигателей


если взглянуть на приближенную модель IGBT
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
то хвост там по другим очевидным причинам..


примерно так же.


в моделях транзисторов они учтены. на источник можно добавить, но это особо не повлияет. на столь длинных хвостах(не менее 200нс при нагрузке в пару ампер).
на картинке из даташита видно, как некисло растет время закрытия при снижении тока коллектора

думаю, мож взять по паре мосфетов вместо IGBT? stw26nm60n - таких, на пример. тогда можно положится на dead time, "генерируемый" драйвером. Dead time всеравно можно сделать управляемым (как только ток через диод начал течь, сразу помогаем диоду транзистором).

Так напряжения не хватит...Я думал, у Вас эти 600вольтовые взяты просто для пробы...
Обычно в таких штуках питание, вроде как плюс-минус 400 или даже 450 , чтобы эффективно использовать накопительные емкости....
А с IGBT, как теперь ясно, еще и для того чтобы давать больше мертвого времени...

По индуктивности источника вы правы. поставил 100нГН, ситуация улучшилась. мы просто снизили пики до 8А. в принципи, индуктивность по питанию я и так собирался ставить, чтобы в случаи КЗ ток не рос с большой скоростю и схема успела отработать это КЗ.



почему не хватит?
откуда в мосте возьмется +-400в, если питалово всего будет до 300?

я нарисовал полумост для пробы
а транзюки взяты изначально реальные. они дешовые и с хорошими характеристиками.

До 10кратного от прямого наблюдал сам. До бесконечности не растет но всё равно много при чрезмерно резком запирании.

IXKC 40N60C тоже неплох 20....60ns 98mOhm 158 nC

IXKC40N60C хороший, спасибо, и у поставщиков есть..
просто я на ixys редко смотрю, тк продавать монстра начну не скоро, и отлаживать прийдется из "подручных" деталей. IRF и ST наиболее доступны со складов в Киеве.


пока не влипал в это

еще надо подумать. полевики выйдут дороже, но не на много, а в сравнении с окончательной стоимостю - вообще копейки.

на полевиках кучу драйверов для шаговиков делал, проблем со сквозняком и диодами небыло. а там принцип аналогичный.

А сквозной ноль? Обычно эти штуки, если я правильно понял, что делается - на две полярности плюс минус 400...

у меня на входе постоянка, среднюю точку не получишь.

хотелось бы сквозной. если не удастся сделать на трансе+дросселе, то мать его так, тот ноль.


еще вопрос по датчику тока..
думаю влепить туда аллегру http://www.allegromicro.com/en/Products/Pa.../0756/index.asp
смущает только ее низкое быстродействие.
на шунте слишком много потерь да и помех даст на электронику не мало.
токовый транс тоже не подходит, тк его нужо гонять туда-сюда. хочется иметь "нормальный датчик тока на стоке".

Нет. В них не учтено то, что тот кусок провода, который соединяет верхний транзистор с нижним, тоже имеет индуктивность. К примеру.

и какая у него индуктивность? способна ли она устранить бросок тока в 200нс 40-50А?

Да бывает, в симуляторах помогает... Бросок бывает и артефактом...
А даже минимальная индуктивность это дело немного к реальности приводит...
Ну, от модели еще зависит, конечно...Сколько в ней допущений и упрощений...

У вас симулятор, вам и проверять. Я думаю что запросто. По крайней мере у меня, после того как я поздавал все паразиты, стало больше похоже на реальность.

спасибо! помучаю еще. сейчас пытаюсь смоделировать работу схемы.
у igbt релаьного хвост есть. так что надо это тоже учитывать. вмозьму на запас несколько

Вроде бы хвост спадающий, так что если не было в открытом состоянии 50А , то и броску такой величины взяться неоткуда...
Накачали его, к примеру, одним ампером, за мертвое время рассосалось пускай хоть половина, не всё ....Ну, с полампера и будет при переключении на противоположное плечо...Динамические потери немаленькие, но не с 50 же Ампер...

Наверное, все же глюк симулятора...

Есть схема с разделенным дросселем для подобных случаев, как бы две однотактных получается. Найти чего-то не могу , помню - была.

Представьте себе мощный биполяр со схемой управления такой , что запирающего тока базы нету, только отпирающий. Естественно у него будет большое время рассасывания. Накачиваем базу током , не рассасываем, и через 5 микросекунду пытаемся дернуть коллектор к противоположному питанию ток будет ну ооочень немаленький, хотя перед эти воде бы тока коллектора и не было (если нет нагрузкки или она очень мала). В описанных случаях первоначальный заряд "внутреннего" перехода б-э заряжается от паразитных и демпферных емкостей, и "ждет" когда ему дадут расосаться выходным рабочим током. А нормального рабочего тока то и нету , способного рассосать за оговоренное в даташите время.



увы, симуляторы иногда врут а иногда и нет

Просто спайс-модель pn-перехода не учитывает эффект рассасывания неосновных носителей. Хотя учесть можно, но это надо самому возиться. Я вот тут выкладывал буржуйскую статью и модельку к ней:
http://electronix.ru/forum/index.php?showt...mp;#entry558960

Учитывает вообще-то. На рисунке для нижнего диода я изменил параметр TT модели стандартного диода с 4.3 до 8 nS. Результат виден (красный график - время TT меньше, синий - то что я изменил ) .
В новых симуляторах (например SIMETRIX) есть как стандартная модель диода "D" , так и диода .model modelname SRDIO ( parameters ) "soft-recovery" , для которого имеется еще параметр "tau" - время жизни неосновных носителей.

И рассасывание у транзисторов наблюдается тоже в симуляторах.

Пардон, что не вовремя. Поставьте 26 нГн как 2 индуктивности выводов

TT - это не то (время пролета носителей). Вот на картинке - типичная осциллограмма рассасывания носителей для супер-фаста SF26. Все это тянется аж 25 нс, а в модельке - какие-то пикосекунды. И даже у 1N4148 trr=4 нс. Как с новыми симуляторами не знаю, но классический спайс "не умеет" моделировать заряды, поэтому для Qrr нужно мастерить описательную модель.

Это да. Однако кто ж в базу (для нашего случая) накачает тока более, чем нагрузочный деленный на коэффициент передачи... А тут получается именно так - накачали столько, что к примеру на выходе , в эмиттете, уже 1А и более не накачивают, выключили. А откуда взялся ток, обеспечивающий в эмиттере 50А - непонятно... Притом биполярный - не полевой, на базе вечно висеть заряд не станет, на переходе база-эмиттер тоже разряжается потихоньку...

А мне показалось что умеет, но несколько кривовато, не для soft- recovery
http://www.mathworks.com/access/helpdesk/h...diodespice.html
(вторая табличка от верха - заряд зависящий от ТТ)
Да фиг с ними, с диодами, речь шла о рассасывании в транзисторах, оно ж моделируется.

Синяя линяя - напряжение б-э, зеленая - генератор импульса , красная - коллектор


возможно , повышенный заряд в базе , связанный с падением коэффициента передачи тока при малых напряжениях.

Седня пробовал практически. действительно, если зарядить затвор, потом разрядить, при низком токе коллектора, затем увеличить ток на порядок (я коротил резистор полевиком), то скачек все же происходит. какой длительности - не скажу, нету запоминающего осцила. но судя по помехам ток не маленький и длительность тоже. в случае полевика такого явления не происходит.


помогает, только, если в реале такое будет происходить (будут накачиватся большим током проводники ПП), то помехи от схемы будут немаленькими.
в периодом 30us, да по 2 качка в 100нс пусть даже 10А, это совсем не здорово.
вообще, IGBT, я так понял, расчитаны на постоянную более-менее определенную нагрузку (типа тролейбуса ) а здесь нагрузка может быть 100ма, а может и 22А

пс. В какой проге можно совместить Verilog код со SPICE аналоговой частю? уж сильно геморно делать логику средней сложности на дискретных элементах.. в хелпе микрокапа не нашел


мне тож показалось, что умеет. брал модели с сайта IRF

А боди-диоды эта модель тоже умеет? А через них ток течет в паузе. Таки если модель боди-диода моделирует Qrr - это было бы круто.

диод типа моделирует.

Qrr вроде нет, с лабо в спайсе шарю

Воть иманно, что Qrr в модели нет. А на самом деле оно там есть и, пока не рассосется, открывающийся ключ будет бороться с боди-диодом соседа по плечу.

посмотрите в мультисиме 10.1
там буквально в хэлпе записано

ну вот dead time должен быть еще больше,чем в симе получается
на практике примерно так и есть. чувствую, для предотвеащения взрыва надо все же полевики юзать


в мультисиме не смотрел, тк там слишком геморно смотреть граффики..мож из за привычки к ltspice, где в любую линию ткул и смотри.
попробую оркад16, когда-то дружил немного с pspice, правде не знаю, как там дела с hdl..

Да Вам-то чего напрягаться...По крайней мере, холодным все будет, насколько денег хватит, конечно.
При 600 V - полевиков куча разных доступно. Может, со временем, когда научатся выращивать резистор между базой и эмиттером биполяра в IGBT....
А что, кстати, развес полевик+биполяр не будет ли выгоден? Или биполярные отдельно дороже и хуже? Тогда, правда, есть смысл управлять по эмитеру и нужон еще один маленький источник питания для базы... Хлопотно это...

PS Забавно использовать для сокращения динамических потерь магнитные усилители....
Если удается его пристроить, что бывает не всегда - четко разделяет во времени скачок напряжения и скачок тока,
иногда даже неуправляемый...То есть не нужно им бывает даже управлять...Если повезет Мне иногда везло



А внешний диод приспособить и сделать медленным или же выбрать из списка медленный...
В микрокапе есть они. Только не уверен, что восстановление адекватно передают, не пробовал детально...
В выпрямителях ведут себя похоже, это пробовал...

Вот все же интересно - диод, открытый одним ампером, при резком закрывании может ли дать, к примеру, 10A пик тока? То есть больше, чем было закачано?
Кто-то знает это точно?

Подозреваю, что так оно и есть. Фактически, при разряде Qrr ток в цепи ограничивается сопротивленеим канала и паразитными элементами.
Однако научная мысль не стоит на месте - фэйрчальдовцы придумали SyncFET с Qrr=0.
А вот другой вариант решения - из AN937 ST:

Странно, что такую рулезную вещь не применяют повсеместно в драйверах. Если она, конечно, рулит.

да проще 2 полевика в параллель с индивидуальными резисторами в затворе. выйдет чуть дороже, чем igbt.


по крайней мере l49/59 рулят

чет в компенсацию никак не могу вьехать .выходит всегда генерация на выходе.
обьясните, пожалуйста, если не трудно, как работает узел с ОУ x3 на вашей схеме..

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
когда напряжение поднимается выше опорного, срабатывает компаратор. ток в катушке начинает падать, но напряжение продолжает расти. ток при этом падает сильно низко. когда напряжение снижается до уровня опорного, ключи накачивают ток в дросселе,но напруга еще не скоро вырастет.
fixed off time помогает, но подобный эффект тоже наблюдается.

далее сделал по схеме классического аналогового (на базе пилы)
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
здесь выходное напряжение после усилителя ошибки (подающееся на компаратор U7) равно Vcomp=2Vref-Vsense
Где Vsense=Vout/100.
Vref меняется от 0 до 3.11в. пила 0-3.5в
Эта схема работает наилучше, но есть некий разброс выходного напряжения из за "недолета" Vcomp до уровня Vsense.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
это из за этой формулы Vcomp=2Vref-Vsense. очевидно, ее надо модифицировать, только как? чет башка совсем не варит..

Это оттого, что коррекцию на опережение забыли сделать? И получилась цепь второго порядка L1C5 в обратной связи?
Самое простое - последовательно с С5 небольшой резистор включить... А перед нагрузкой , но после съема обратной связи - все равно еще один LC фильтр понадобится, так что уменьшение фильтрации не так существенно...

Можно и иначе делать, но в данной схеме сложнее..

ну типа того. логически подумать, то и получится генерация.
речь идет об этой схеме
Нажмите для просмотра прикрепленного файла


ne, это костыль, приводящий к нестабильной работе схему на различных типах нагрузок.
схема должна либо работать либо нет (при "ненормальной" нагрузке). вдруг кому-то туда кондер вздумается нацепить (воткнуть в резетку) или еще более "хитрый" девайс


там только сейчас LC стоит. в итоге там будет стоять повышающий транс, а уже после него фильтра и другая обвеска.

по поводу генерации/компенсации случайно наткнулся на AN-14 от PI.


красным обвел на типовой схеме элементы, отвечающие за компенсацию.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

варианты компенсационной РЦ цепочки
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

пока не вьехал, как это работает..чет башка совсем не варит
пойду вьезжать

с той же серии
http://digital.ni.com/worldwide/singapore....625737800228786

Дак просто нарисовать эквивалентную схему и вывести из нее передаточную функцию. Выход оптрона - источник тока Io, вход TOPа - преобразователь тока Ic в, например, напряжение (неважно во что). Стало быть нам нужна передаточная функция Ic/Io. Выглядит она так:
(1+s*R3*C5)/(1+s*(R3+Zc)*C5)
Есть полюс (один), от которого никуда не деться и нуль на частоте 1/(2*pi*R3*C5), который поднимает фазу там, где нам нужно.
На самом деле нужно еще учесть ESR C5 - оно просто включено последовательно с R3.

На этом костыле (плюс как-то там помогающая опережающая цепочка параллельно верхнему плечу делителя ОС) - все современные прямоходы стоят. То есть еще хуже - ESR используется для корреции.

Хотите радикального решения - их есть у меня, но под именно приведенную схему "в лоб" не вписывается...
Принцип простой - опережающую цепочку надо включать до дросселя и вторым концом в точку суммирования...То есть на вход усилителя ОС... Это не исключает и традиционой цепочки параллельно верхнему плечу делителя, и все вместе надо тщательно моделировать с учетом паразитных импедансов на максимальный разброс.
Частное решение я вбрасывал недавно где-то в соседней теме по прямоходам, принцип понять можно...

А полное решение для нарезалки синуса у меня будет позже, когда для себя ее закончу делать...
Впрочем, не вижу тут сложностей, каждый может и сам...

wim спасибо! получается мы имеем быструю реакцию, но затягиваем гейн во времени..
пойду реализовывать на своей схеме


действительно так но данную схему надо рассматривать не как прямоход, а более как Class D Audio

буду дальше мучать, спасибо за помощь

Та один pen. . В отношении коррекции мало чем...
так что хотите правильной коррекции - обходите дроссель, и чтобы провал по фазе в середине ЧХ не более 160° , с выходом на верхних частотах опять на 90° ... На 90, а не на 0 - а то опять нестабильно будет, 15 лет не могу понять почему...
Но это самое быстрое решение из возможных, если охота хорошо реагировать...

чет не могу всеравно вьехать. как считать такой компенсатор
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

читал slup173.pdf, slup113a.pdf, slup098.pdf. как-то все заумно написано и так и не понял, какие входные данные нужно.
там речь идет и о ESR кондера на выходе, его емкости итд. но эти параметры же никак не должны касатся петли обратной связи, тк схема станет нестабильной.

может кто-то обьяснить методику расчета петли компенсации? а то я уже на гране впиндюрить АЦП для сьема выходной напруги и производить регулирование програмным путем. мне как-то такой подход во много ра проще и понятнее

А у Мелешина читали? Там вроде все понятно (по-русски)
Если коротенько, все, что включено между выходом и инвертирующим входом ОУ обозначаете как комплексное сопротивление, например, Zc. Или какой другой буквой.
Передаточная функция такого усилителя -Zc/Rf - остается тока найти Zc.
Тут придется немного формулок пописать, иначе никак.
Сопротивление последовательного соединения Rc, Cc = Rc + 1/s*Cc. Оно соединено параллельно с Chf, итого:
Zc = (1/s*Chf)//(Rc + 1/s*Cc).
Дальше уже алгебра.

неа. пойду читать. значение не имеет, по-русски или английски саму суть не пойму


это понятно. не понятно, от чего Zc зависит, вернее при каких условиях его нужно корректировать.


это святое


тоесть = Rc+F*Cc, где f - частота. правильно ?
если да, то это все понятно.

не понятно, от куда взять это самое Zc, чтобы потом из него расчитать наши Rc, Cc, Chf и Rf....

Не, s=j*w (круговая частота), так что там "два пи" еще. И это таки комплексная функция, так что поосторожнее с подстановками. Лучше расписать ее, как принято, в виде отношения двух полиномов. В таком виде она уже пригодна для рисования АЧХ-ФЧХ в матлабоподобных программах. Симулятор, кстати, это тоже умеет, и даже формул не требует.

Общее правило только одно - в системе с ООС нужно получить достаточный запас устойчивости по фазе на частоте единичного усиления. Для этого нужна модель силовой части. Справитеcь сами или подсказать?

вот с этим туго
Реактивное сопротивление кондера Cc =2pi*f*Cc
приплюсуем туда еще Rc и получим Zc.
правильно теперь?
как тогда это представить в виде отношения двух полиномов?


чувствую, что просто так не справлюсь
буду очень благодарен за любую помощь...

упрощенная схема самого регулятора вот
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
методом тыка в сумулятора подобрал параметры усилителя ошибки.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
но оно перестает работать стабильно при изменении C5. если его увеличить до 100мкф, то получим генератор ~750гц
вот и хочется вьехать в тему, чтобы правильно расчитать цепь компенсации

пересмотрел почти все, что касается петли здесь http://www.circuits.dk/smps_design.htm
и пока не вьехал

без компенсации схема осцилирует на частотах от 5кгц до 400гц на нужных мне предельных значениях L1, C5 и R5
как реализовывается компенсация, подобная, скажем, как в L4971/L5973. какие емкости,резисторы,индуктивности на выход не ставь, схема всегда работает стабильно, пока защита по току не сработает. при чем цепи компенсации всегда одни и те же?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
красным обвел то, что можно менять в любую сторону (в пределах разумного) и схема остается стабильной, без изменения R3,C4,C3
подобное хочется и сварганить