ужасно - это сохранение всех ошибок из канала, нормально, это всмысле так же, как при любых значениях.

для min-sum у меня получилось при модуляции qpsk и коде 1024 бит r=1/2, 2.55дБ для вероятности 1е-5 (предел шеннона для этого случая считаю за 0дБ).

Для sum-product пока выбираю коэффициенты подгона для лучшего случая. (и да, не исключаю что это проблемы маленьких чисел с плавающей точкой)

Это правильно.


Думаю вы где-то ошиблись. Столь короткий код не может работать на 2.5 дБ до Шеннона при таком убогом алгоритме как мин-сум.
Такое возможно лишь при недвоичном декодировании.

Да, декодирование мягкое, поэтому у меня и возникли сложности со входными llr.

Ясен перец мягкое, только к недвоичному (в GF(q)) это не имеет никакого отношения.

Могу ошибаться, но в статье Design and Implementation of Low-Power Turbo Encoder for DVB-RCS Software Radio, есть такой график(в приложении) код 424 бита данных 1/2 (848 бит всего) 10е-5 дает при EbN0 ~2.25дб. Как так ?



ИМХО ничего удивительного, про этот эффект написано в любом материале про декодирование с непосредственным (не логарифмическим) использованием вероятностей

Я вот сейчас глупость могу сморозить, т.к. не до конца понимаю определение двоичности.
Но вычисление генераторной матрицы из проверочной в работе, которую я взял предлагают вычислять в двоичной форме в кольце по модулю (x^m+1) с двоичными коэффициентами.
Кодирование происходит умножением двоичного вектора на двоичную матрицу.

Насколько я понимаю, это относится к тому, в каком поле представляется символ и в каком поле идет математика с ним. Двоичные поля GF(2), недвоичные поля GF(2^N). Пример двоичного кода = LDPC/BCH, недвоичного ReedSolomon

Ну так это нормальный турбокод, и декодер там по-видимому никто не опошлял такими методами как мин-сум. Я с именно этим не знаком, но результат тоже удивительно хорош, надо разобраться. 3GPP показывает примерно такой результат при скорости 1/3, а не 1/2.


В том-то и дело, что короткие LDPC уже тоже в GF(256) декодируют с выигрышем примерно 1 дБ.

В том то и дело, что автор пишет что

использует самый дубовый алгоритм. И в сети есть сравнения Duo-Binary CTC vs LDPC с эквивалентными короткими размерами блоков до 1024бит, LDPC проигрывает где то 0.5дб. т.е. в районе 2.5-2.7дб где то и получается


Настолько скилл я еще не прокачал. Запишу в TODO на когда нибудь. А вы не в курсе какие там ресурсы требуются для декодирования, по сравнению с бинарными LDPC кодами?

ЗЫ. в ответе я имел в виду LDPC коды в поле GF(2).

Если кому-то действительно удалось сделать код 848 1/2 2.2 дБ до Шеннона на "самом дубовом алгоритме", это успех. Надо разбираться, как будет время.

Если кто-то думает, что декодирует двоичный LDPC 1024 1/2 по тупому алгоритму с таким же успехом, это наверняка ошибка, либо хочу взглянуть на статью с графиками BER.


Увы нет у меня такой инфы.

вот скрипт для матлаба, нужна 64 битная система, comm toolbox и parallel computing toolbox (можно parfor заменить на for) или запустить декодер из м-файла, что значительно медленнее. Построит график ber от количества итераций.

Eb/No задается для канала, но есть пересчёт для информационных бит.

Буду благодарен за комментарии.

да, уточню, 1024 информационных, 2048 бит в кодовом слове.

Скажите хоть для начала какой стандарт вы делаете..

CCSDS 131.1-O-2

Так. То есть код всё-таки не 1024 а 2048?

ну в стандарте в этом пишут "код длины k=1024, скорость 1/2, 2/3, 4/5" я нашёл логичным называя код исходить из длины информационного блока.

забавно. а в ваймаксе наоборот: длинна блока в стандарте это систематические биты + биты четности

для sum-product получилось получить 1е-5 на 1.7дБ как на примерах в стандарте (ccsds 131.1-O-2) если правильно вычислить llr.

если декодировать без специальных ухищрений то зависимость примерно квадратичная от размера поля , но можно использовать FFT и есть работы, в которых используется откидывание большей части метрик, так в тех работах утверждается что по сравнению с двоичным sum-product, сложность декодера чуть ли не меньше чем у двоичного (при условии равной битовой длины), и даже получают небольшой выигрыш. Но нужно понимать, что если для двоичного кода применить обобщенный BP то там неизвестно кто выиграет

Надо посмотреть повнимательнее, мне эти коды интересны возможностью достижения большей скорости работы.

ЗЫ. в ПЛИСах выложил RTL код wimax ldpc кодера.

Вычислительно они куда более сложные, так что если речь идет о пропускной способности, то там пока ловить нечего, но это пока. Опять же они не универсальны и показывают интересные характеристики в довольно узком диапазоне кодовых скоростей(ну и еще один большой плюс требования к проверочной матрице намного слабее по сравнению с двоичной)
ПЫСЫ. Чукча не читатель, но на базе ваймаксовского декодера проглядывается сделать универсальный декодер для любого квазициклического кода, ну не люблю я ваши верилоги

Насколько я понял, ваймакс декодер подходит под любой код, заданный матрицей сдвигов. При этом просто наращивается размер блока. Жаль только в стандарте нет скоростей 4/5, 6/7, 7/8 и т.д. А матрицы считать еще скилл не прокачал

Возник глупый вопрос по декодированию LDPC по алгоритму Min-Sum. Правильно ли я понимаю что нет никакого смысла увеличивать разрядность представления метрик vnode для хранения (она растет на вертикальном шаге, из-за суммирования метрик cnode). По причине того что на горизонтальном шаге все равно выбирается меньшая метрика. Поэтому достаточно сложить, ограничить на максимальном уровне и радуясь экономии памяти крутить шаги дальше?

Оптимум 3-5 бит
Редко берут выше - максимум видел 8 бит

В форуме по плисам, выложил лдпц декодер ваймаксовский. Скоро будут вопросы по BTC

В процессе написания бертеста для сложных созвездий возник такой вопрос:

Рассмотрим классический QAM16 (см. аттач). Положим что значение точек созвездия уже ограничено диапазоном [-4:4), разрядность метрики 4 бита [-2:1.75] и отображение символа {b3, b2, b1, b0}.
В таком случае диапазон возможных значений метрик битов b3 и b1 составит [-4.00:3,75] или 5 бит, а битов b2, b0 соответственно [-2:1.75) или 4 бита. Есть 2 способа выровнять динамический диапазон метрик битов:
1. Принять что биты b3 и b1 представляют собой QPSK созвездие и нормировать его к диапазону [-2:2).
2. Пропустить метрику битов b3 и b1 через ограничитель диапазона [-2:2).

Рассмотрим пример. Положим точное попадание символа в точку -1 - 3i (0001) Результаты реализаций для битов b1 и b0 будут соответственно :
1.
LLR(b1) = -1/2 = -0.5
LLR(b0) = 2 - abs(-1) = 2-1 = 1
Т.е. даже несмотря на точное попадание символа в точку вероятность бита b1, определяющего левую/правую половину созвездия меньше чем бита b0 определяющего левую/правую половину квадранта.

2.
LLR(b1) = saturation(-1) = -1
LLR(b0) = 2 - abs(-1) = 2-1 = 1
Это ИМХО более логичный результат.

Моделирование конечно покажет какой вариант верный, но по любому кто-то уже это проверял подобное и поможет мне сэкономить пару часов времени Спасибо.

Без проверки очевидно, что первый вариант просто неправильный. Второй годный, ограниченные LLR всё равно будут достаточно хороши.

Всем доброго!

Прошу помощи: разыскивается созвездие КАМ512 и КАМ2048. В документах от AHA, что у меня есть всё заканчивается на 256. Могу свое нарисовать, но зачем изобретать велосипед Спасибо.

ЗЫ. В теме по плисам выложил демапер до 1024 го (исключая 512 )

отбой. взял матлабовский.

ЗЫ. странно но матлабовские созвездия отличаются от ахашных.

Изобретать велосипеды бывает очень интересно.

А не встречали ли Вы КАМ с динамически меняющейся размерностью? Стандарт или или чьи-то мысли. Адаптивной под текущий битрейт. Причём чтобы новые символы в созвездии появлялись над старыми при необходимости увеличения "сиюминутного" битрейта. С соответствующим увеличением мощности в антенне, но сохранением ширины спектра.

DVB-S2 и его продолжение DVB-S2X, режим ACM (adaptive coding modulation)

http://www.etsi.org/deliver/etsi_en/302300...307v010201p.pdf

АСМ не совсем то, если я правильно понял вопрос. Там синхронная пакетная передача и между вставками меняется индекс модуляции.


мощность вы точно не увеличите. Т.к. надбавив символы над старыми, вы увеличите пикфактор, что при той же мощности даст увеличение интермодуляции и может привести к падению связи. Но вообще варианты добавления символов возможны, правда не тривиальны ИМХО.

UPD. Самые простые варианты это иерархическое кодирование битов сложных созвездий. Типа шел QPSK, добавляем канал 0,5*QPSK имеем QAM16. Более сложные это сложение сложных камов. Что-то вроде есть многомерный символ QPSK, к нему прибавляем еще один многомерный, но ортогональный символ QPSK.

Ну и старый добрый v.34. Там из 1664 точек выбирается подмножество в зависимости от битовой скорости при фиксированной символьной.

То это или не то, зависит от того какие символы отбрасываются. Если дальние от центра, то именно то. Суть в энергосбережении режимов пониженных битрейтов. При одинаковой символьной помехоустойчивости.


Представьте передачу на QAM256, у которого при передаче не используются дальние от центра созвездия символы в режиме половинного битрейта, но на длительном интервале времени. Разве это не уменьшит выходную мощность в антенне? И наоборот.

Тогда вам нужны сигнальные конструкции, которые не требуют высокой линейности усилителя мощности. Усилитель класса А ест независимо от мощности. Либо нужна специальная структура усилителя, с отключаемыми каскадами усиления.

Ну и как вариант самое то может быть модуляция напряжения питания усилителя мощности или работать в нелинейных режимах с DPD.



Мощность уменьшит. Но смысл ? В каждой нормальной системе есть ATPC, она понизит выходную мощность до уровня обеспечивающего требуемый энергетический запас для работы системы. Если нужно меньше, понижайте индекс модуляции и еще больше уменьшайте мощность.

Если говорить о методе доступа, то это FDMA, никак не TDMA, если Вы это имеете ввиду. Передача осуществляется фреймами с разной длиной модуляционных СИМВОЛОВ в каждом фрейме (в зависимости от типа модуляции, доступны режимы QPSK, 8PSK, 16/32 APSK), но с одинаковой длиной в битах: либо 16200 (короткий фрейм), либо 64800 (длинный фрейм). В начале каждого фрейма в режиме Pi/2 BPSK передается заголовок с модкодом текущего фрейма ( тип модуляции + тип помехоустойчивого кода - LDPC), имеется возможность вставки пилот-символов ( как правило, на высоких индексах модуляции). И все это "хозяйство" - модуляция и код динамически меняются от фрейма к фрейму в зависимости от помеховой обстановки удаленных терминалов, при этом символьная скорость остается неизменной, меняется только битовая. В S2X наворотов еще больше, но принципы остались теми же.

И не толстеет?
Просто аналогия с едой и человеком. Мне кажется зависимо. Но не буду утверждать, что 100% пропорционально.


Значит идея рабочая.

Поэтому в DVB-S2 и используют концентрические сигнально-кодовые конструкции вместо "квадратных", требования к линейности меньше

я и называю это синхронная пакетная передача. Т.е. постоянное излучение, восстановленные символьные и несущие частоты, меняется только заполнение. Базовый каркас преамбула (заголовок) + нагрузка (данные + пилоты + все что надо).

Да именно так, подобный модем я сделал года 3,5 назад, правда не читал на тот момент DVB-S2


При всем уважении RTFM об основах усилителей мощности.

Но глупая

То есть оригинальная? Велосипед этот ещё не назван.

Ну там все таки спутник, со своими тараканами. Но с ними проще, правда пикфактор сложных круглых камов не сильно меньше сложных квадратных. Интермодуляционные искажения скорее всего проявляются более просто и проще сделать нелинейные корректоры в приемнике.


время покажет. сделайте и явите миру. мы посмотрим.

странно, стандарту уже больше 10 лет, если память не изменяет, в свое время тоже поигрался с ним

изобретатель велосипедов был я тоже

Достаточно устного согласия того, что мощность QAM зависит от статистики передаваемых символов. А то в соседних ветках утверждали какую-то константную мощность сигнала QAM при любом раскладе. Казалось, что антенна "подворовывает" мощность.

А альтернативно (к внешнему изменению битрейта) "прогнуть" статистику в нужную сторону уже в модеме можно сжатием данных. Но только не если нет необоснованного скрэмблирования входящих данных.

1. Утверждали правильно
2. Обсуждать это лучше в той теме, из которой вы прыгнули в эту.

Утверждал источник не заслуживающий доверия. Да и "на пальцах" можно доказать, что зависит.
Надо бы сразу оговорить, что мощность потребляемая КАКИМ-ТО усилителем мощности будет зависеть от его схемотехники, а не от термина "мощность QAM-сигнала". Можно (несложно) сделать УМ, с потреблением пропорциональным мощности входящего сигнала. Голый этот термин означает только мощность аналитического сигнала. Который и используется в расчётах, например помехоустойчивости.

Доброго дня!

Развлечения ради, решил сделать LDPC кодек из стандарта GSFC-STD-9100. Проверочная матрица в приложении. Видно что в базовой подматрице 2 единичных коэффициента, вместо одного, как в WiMax. Я же правильно понимаю что количество vnode при декодировании будет в 2 раза больше, если бы это были единичные матрицы WiMax? Т.е. каждый cnode связан с 32 vnode, а каждый vnode связан со входным битом и 4 cnode?

Правильно ли понимаю, что по сути, в декодере нужно сделать 2 слоя vnode по 16*511 метрик (четный/нечетный), связанных между собой через cnode и при итерациях обновляются оба слоя?

Спасибо.

ЗЫ. Думал по "быстролянчику" натяну этот код на Wimax овский декодер. Но .... не тут то было :D

Вопрос снимается. Сделал идеалки. Начну пилить RTL

Тема пройденная. Смотрю на F-LDPC коды от Trellis Ware. Подскажите, где можно взять эталонные фреймы, для проверки работы кодера ?

Денис Вы случайно не находили Parity check matrix для F-LDPC кода от Trellis Ware? Может Вы где в патентах встречали ?

Пока не находил. Только намеки как ее вычислить. И в статье указано что декодировать эти коды как LDPC не рекомендуется. Слишком много единиц в проверочной матрице. Проигрывает турбо декодеру по ресурсам. Странно что нигде не указан четко используемый интерливер. Одни намеки. И в стандартах вроде этого кода нет

ЗЫ. То что LDPC использовать нельзя не айс. Быстрое турбо сделать не просто, надо решетку дробить. Мне интересны скорости > 500 мегабит %(