Т.е. получается, что при использовании отдельной схемы ЧД можно улучшить динамические характеристики петли ФАПЧ. И это независимо от типа ФД. Просто в случае ЧФД в тракте ФАПЧ его функция как ЧД будет ограничена более узкой полосой перестройки. Это я и имел в виду, говоря о возможности оптимизации характеристик петли ФАПЧ при наличии отдельного ЧД (см. сообщения 156, 171, 174, 194).



Очень интересно и необычно. Как правило, применяют только 2 аккумулятора. Если их больше, то резко возрастают скачки фазы в ФД из-за DSM, и тогда в ещё большей степени влияет (отрицательно, конечно) нелинейность ФД на качество спектра. Также необычно количество разрядов. Не пробовали использовать всего лишь, например 16, вместо 32? Не получился бы при этом тот же самый результат? Можете привести результаты экспериментов?

ИМХО, ничего необычного нет. Просто я позволил технологии работать на полную (еще раз подчеркну - не факт, что все также гладко будет в широкополосной системе).

Уменьшение кол-ва аккумуляторов давало заметный рост шума в ближней зоне. При уменьшении кол-ва разрядов появлялись спуры (да и шаг перестройки меня не устраивал).

О ФД Вы правильно заметили - традиционные схемы НЕ РАБОТАЛИ - т.е. уровень шума был просто огромный, поэтому я использовал такой вариант ЧФД (см. вложение, с основой на элементе XOR). У такого ЧФД основная нелинейность на краях х-ки, а рабочий участок - центр. Кд модулируемого делителя был довольно большим - 70..100, так что фаза гуляла не так уж и экстремально.

В принципе все описанное мной вписывается в концепцию построения F-N-DSM синтезаторов - во всех вариантах создается ПСП последовательность, модулирующая Кд обычного делителя. Собственно в идеальном варианте (абсолютно линейный ФД), при прочих равных условиях, х-ки этой ПСП последовательности и определят параметры синтезатора. Если мало разрядов аккумулятора, то ПСП будет "не достаточно случайной", в итоге в выходном спектре будут дискретные составляющие. Если мало аккумуляторов, то кроме уменьшения длины ПСП (и соответственно более детерминированного ее характера) мы получим более пологую частотную х-ку шума - соответственно больше шума попадет в полосу петлевого фильтра. Тут нужно заметить, что есть определенные ограничения на разрядность и кол-во аккумуляторов и по части увеличения (где-то был у меня документ - постараюсь найти, если интрересно).

Малая разрядность и число аккумуляторов в распространенных м/сх, ИМХО, обусловлена применением традиционных ЧФД. Производители стараются обеспечить их лучшую линейность в основном технологическими методами и разными "костылями" (типа тонкой настройки всяких смещений и т.п. , как у хиттайтов в HMC700 - фактически они сдвигают рабочую точку ФД от центрального, самого нелинейного для "charge pump" ЧФД, участка). Почему они идут по такому пути - не знаю, наверное у них есть причины.

Описанные опыты я проводил 8 лет назад и элементная база меня очень сильно ограничивала. Сейчас у меня есть опять потребность в хорошем синтезаторе с довольно интересными параметрами (помните, я в прошлом году приставал к уважаемой публике с разными вопросами , вот после вынужденного перерыва в год я опять "в теме"). На этот раз с технологиями и их доступностью стало намного лучше, поэтому хочу реализовать опять FN-DSM вариант синтезатора. Только рабочие частоты и частоты сравнения будут на порядки больше, ну и кое-какие свои идеи проверить хочется (эх, еще бы времени на все хватало - дело то любительское).

P.S. Прошу извинить автора за некоторое отступление от темы...

Для шага перестройки – это понятно. Но зачем 32 разряда для DSM? По-моему можно было бы ограничиться значительно меньшим количеством.

Желаю удачи в осуществлении Ваших идей, и чтобы находилось время для этого. За информацию спасибо.

Не сомневаюсь, что что-то можно придумать, чтобы избежать ложных захватов при больших значениях R и C, т.е. когда (R+C)/Q > 0.5. Вот, к примеру, что первым приходит на ум. Положим, надо переключиться на частоту соответствующую кодам R=13: C=15; Q=32, как в приведенном Вами рисунке, где ложные захваты неизбежны. Но можно поступить следующим образом. При переключении на эту частоту, коды R и C в задающих регистрах сдвигаются одновременно на один разряд в сторону уменьшения, т.е. R=6.5; C=7.5, что соответствует той же заданной частоте, но при этом ложные захваты невозможны. После завершения переходного процесса, т.е. после установления частоты и фазы в системе, значения кодов R и C возвращаются к их рабочим значениям: R=13; C=15. Чем не метод?

Обещанные спектры
в децибел вольтах на выходе ФД после RC фильтра t=10nS
входные периоды частот 1.3 nS и 1.5 nS R=13 C=15 Q=32
но одном спектре нет искажений номиналов,
на следующем - резисторы только (+-0,1%)
на третьем (синем) резисторы (+-0,1%) и триггеры (1...3 pS).

Пересчет в dBc для спур - по формулам.

Для большей наглядности поместил все три рисунка на одной картинке.
Вопросы:
- откуда берутся спуры на первом рисунке, если нет искажений номиналов?
- почему спуры практически не меняются при наличии искажений (рисунки 2 и 3)?

Вот тут кроется засада, т.к. при переинициализации фазорасщепителя расположение вновь установленных 0-й и 1-ц может не совпасть с тем участком ФД , на который он вышел перед этим с дробными значениями, по Вашей методе.
Тут главное ,при переинициализации , выставить правильное взаимное положение импульсов активации для R и S входов триггеров с выходов двух фазорасщепителей, которое и создаст ситуацию нахождения на нужном (спадающем например) участке склона фазовой характеристики. Самое главное - использование этого принципа позволяет отказаться от промежуточного "дробного" значения коэффициентов R и С . Мне пришлось при снятии спектров воспользоваться этим свойством, чтобы в самом начале анализа переходных процессов ФД находился на спадающем склоне характеристики , причем в середине ( по умолчанию он ставился на восходящую ветвь) .

я - не я, картинка не моя, во всём виноват Чубайс фурье-анализ.
А кто его знает - откуда они взялись ? . По идее точность расчета аналоговых цепей была установлена не хуже 10^-6, что не должно давать из-за арифметики ошибок выше -120 дБV , т.е. все спуры которые выше - они и есть "в натуре". Тем более это верно, что самые высокие спуры на несущих (-35dbV) и на некоторых субгармониках не изменились вообще. Вот те, которые появились выше в начальном участке до 100 МГц (и особенно до 20МГц) - видна их зависимость , чем хуже точность номиналов - тем выше "грязь"
Вроде бы искажений номиналов нет для первого рисунка, а субгармоники на 51 и 102 МГц есть (769МГц/15=51.3 МГц, 666.6/13=51.3 МГц ) вот она хорошо видна -75 dBV. Вероятная причина - работа RS триггеров в области перекрытия сбрасывающих и устанавливающих импульсов" во времени" сопровождается некоторой нелинейностью. Через каждые 13 импульсов R и 15 импульсов С импульсы сброса/установки могут накрывать друг друга. Возможно выбор другой , чуть сдвинутой по характеристике точки , может повлиять на эти спуры. Но симуляция идет долго (минут 20) на каждый спектр.
Спектр строится из 1048576 отсчетов , взятых из гораздо большего количества точек временной симуляции. Для уменьшения влияния всякой нехорошести, время анализа для фурье взято кратным обоим периодам входных частот (бралось 3.9 мкс). Окно Блэкмана использовано.


немного меняются на малых отстройкам до 20МГц .примерно по +20дБ на каждый вид искажений.

Правильно ли я Вас понял, что Вы воспользовались методом переключения с малых значений кодов на большие? Если это так, то мне кажется, что на первом этапе этого не стоит делать. Лучше начать с простого, с малых значений кодов, при которых ложные захваты наверняка отсутствуют. Например, с R=5; C=4. А уж потом, когда будет полная ясность с этим, то можно тогда перейти к более сложным случаям.

Да, Вы правы, не заметил. Это в самом начале, а спектр простирается далее несущих частот, аж до 900 МГц. На практике полоса ФАПЧ не превышает 10% от несущих частот. Так что по оси частот можно было бы сократить рисунки на порядок. Было бы проще ориентировать в наиболее интересной области.

Нет, я просто записываю в фазорасщепители большИе коэффициенты сразу , единицы туда, где они должны быть с учетом поданных частот и фаз. Если фазы не совпали а частоты правильные - то выход ФД начинает выводить то напряжение, которое соответствует текущей фазовой конфигурации входных сигналов ( но на правильном склоне характеристики ! )

Будет время - повторю замеры. Закралось подозрение, что очень уж неправдоподобно низкий шум получился (до 20МГц) после искажения номиналов . Вроде должен быть выше, по понятиям. Разбираюсь. Выяснилось попутно, что надо перед Фурье обязательно тщательнейшим образом отфильтровать выход ФД , чтобы ослабить алиасинговые пролазы очень низких уровней.

Позволю себе вставить ещё одну "неуместную" реплику (на все мои реплики
прошу обратить внимание после реализации чипа по методу Виталия):
Настоящая математическая модель макета очень сильно отстаёт от самогО макета!
Не слишком ли сильно нарушилась во времени и деле причинно-следственная связь?

Ничего не понял. Пожалуйста, выразитесь яснее. В чём Вы видите отставание одного от другого? Что это за причинно-следственная связь, которую Вы считаете нарушенной?

Вторая серия
по сравнению с предыдущим изменения были следующие:
- на выходе ФД поставлен ФНЧ 4-го порядка со срезом около 100М
- выбрана точка на фазовой характеристике , где нет перекрытия импульсов сброса-установки (пропали некоторые зловредные спуры на частотах 51.2M )
- уменьшен шаг по времени во временной области и стабилизирован на все время симуляции. ( время симуляции каждого спектра около 1.5 часов)
- напряжение с выхода ФД кроме фильтра еще снижено на постоянную величину примерно 2560 mV и приближено к 0 V, с целью более точного плавающего перемножения во время проведения фурье.


Результаты больше стали похожи на правду, для перехода к фазовым шумам (в dBc) надо добавить к dBV +20LOG(1/Kфд) и вычесть 3дБ (если ничего не напутал)
Для лучшей наглядности применены окна Блэкмана и прямоугольное.

Ваша математическая модель метода создана, как я понял, давно. Затем был создан макет. Характеристики макета не совпали с характеристиками модели. Обычно в такой ситуации делаются выводы, почему так произошло.
Если ошибка заключалась в моделировании, то корректируется модель, затем совершенствуется метод для достижения желемых параметров. Но в Вашей ситуации был сделан вывод о несовершенстве схемы макета. Вместо того, чтобы скорректировать схему, Вы отчаянно делаете упор на проработку математической модели Вашего метода. Вот в этом я и усмотрел нарушение причинно-следственных связей. Возможно, я не прав, но меня не покидает ощущение, что последние несколько страниц - это переливание из пустого в порожнее...
...Но всё это - лишь моё субъективное мнение, поэтому прошу не относиться к вышенаписанному слишком серьёзно.

Мне вот что непонятно:
- Как распределены по разрядам их амплитудные и временнЫе неточности?
- Красная линия на картинках в частотной области это среднее значение?
- Расчёты сделаны для прежних значений: R=13; C=15; Q=32?
И опять-таки с чего начинать. Хотелось бы для начала рассмотреть простейшие случаи. Пусть будет неточность только в одном разряде: отдельно – амплитудная и отдельно – временнАя, с дробностью только в одном из кодов, допустим, в R. И не стоит пока «загонять» так высоко коды R и C. В итоге тогда было бы проще истолковывать полученные результаты, а уж потом продвигаться дальше, усложняя задачу. Время симуляции можно значительно сократить, ограничив диапазон частот значениями, скажем, 50-100 МГц (сверх того просто неинтересно).

см вложение

красная - это без искажения номиналов , уровень нижней части зависит от выбранного окна при Фурье преобразовании, особого смысла этот уровень ниже -200 dBV не имеет . Обращайте внимание только на пики спектра. Для красной линии (без искажений) пики видны только на 666 и 769 М (савпадают с синими пиками очеь точно - сливаются).
Синяя линия - спектр с искаженными номиналами. На рисунке где 900МГц применено окно прямоугольное , где 150МГц - окно Blackman - низ провалился ниже -220 dBV.
Да

Нельзя.
Сокращение времени симуляции скажется на различимости пиков по частоте (разрешение по частоте уменьшается )
В том варианте как сейчас - разрешение по частоте примерно 256 килогерц. Можно ускорить только за счет ухудшения разрешения по частоте.

Математическая модель создавалась одновременно с разработкой макета. И неважно (для математической модели), как давно это было (преобразование Фурье до сих пор не отменили).

Откуда Вам известно, что они не совпали? Просто в математическую модель надо ввести реальные погрешности макета, и тогда характеристики обязательно совпадут.

В модели ошибки нет, и есть тому доказательство. Оно простое по сути, но довольно объёмное. Так что мог бы его выложить здесь, только при наличии соответствующего интереса.

Я же не против корректировки схемы, но не в силах этого сделать. Рад буду, если поможете. Для хорошего специалиста задача не такая уж сложная. Есть, ведь, неплохой задел: готовый проект на FPGA, отработана принципиальная схема синтезатора в целом, имеется программа управления. Остаётся только вынести ЦАП за пределы FPGA и выполнить его с учётом дельного совета rloc’a (см. его сообщение #53).

Никакого отчаяния. Просто Тау любезно согласился доработать модель, чтобы в ней учитывались неточности не только одного разряда. Спасибо ему за это. В любом случае это было бы и интересно и полезно, чтобы знать потенциальные возможности предлагаемого метода частотного синтеза.

Возможно, Вы и правы о переливании из пустого в порожнее, далеко не всем это интересно. Тогда можно и закрыть тему. Но если кому-то всё же будет интересно продолжить разговор, то можно писать мне в частном порядке по адресу <vkoslov@yandex.ru>. А если тему закрывать, то я бы сделал это вот на такой весёлой ноте:
Практика – это когда всё работает, но ничего не понятно. Теория – это когда всё понятно, но ничего не работает. Но всё же иногда теория с практикой могут совмещаться: ничего не работает и ничего не понятно.

Нет-нет, Вы меня совсем неправильно поняли, не спешите закрывать тему. Ваш метод работает - это самое главное достижение, об этом я уже говорил. Надо ещё дождаться результатов от ADI. Возможно, темой заинтересуются другие специалисты, способные Вам помочь в совершенствовании как метода, так и макета. Здесь нечасто рождаются такие интересные темы по синтезу частот, примерно 2-3 темы в год. Если она утонет, как в прошлый раз, то шансов на её развитие останется совсем мало.
Теперь я понимаю, что неправ: именно Ваша дискуссия с тау удерживала тему на плаву всё это время...
...Я очень сильно сожалею, что пока не имею достаточного запаса времени, чтобы заняться более глубоким изучением метода и предложить серьёзные меры по усовершенствованию макета, слишком сильно погряз в "бытовухе".

Непонятно, почему так мало спуров и так велики их частоты. Привожу что Вы писали в сообщении #161: Субгармоники … определяются как отношение наименьшего общего кратного для R , С и Q коэффициентов , делённому на R или С ( смотря какая частота берется для вычисления спура). Например для Q=32 R13 С=15 низкочастотный спур можно ожидать на частоте в 416 раз меньше чем частота по входу C. Т.е. спуры должны бы начинаться с единиц мегагерц, а на картинках – это выше 20 МГц, т.е. похоже, что это исходные, тактовые частоты, просто поделённые в Q=32 раза. В чём тут дело?

Хороший вопрос, сам хотел (ожидал) увидеть гармонику на 1.6 Мгц , но пока не получилось. По некоторым соображениям она может проявиться в весьма ограниченном наборе предыскажений номиналов, вероятность чего мала, и не проявилась вероятно потому что искажения я "размазал" достаточно равномерно , что-ли. А может и другая причина есть в ошибочности моих рассуждений из приведенной Вами цитаты.

Скорее всего неверна приведенная цитата. Я посмотрел на своей модели случай R=13; C=16 (дробность в моей модели может быть только в одном канале); Fr=800 MHz; Fc=650 MHz; амплитудная погрешность 0,1% только в одном разряде и получил – см. прилагаемый рисунок. Самая низкая частота помехи равна Fr/Q=25MHz. Т.е. расстановка помех на ваших картинках, похоже, правильная. Интересно было бы сравнить уровни, когда Вы введёте такие же исходные данные. Правда, у меня это уже на выходе ФАПЧ, но хотя бы увидим относительное соответствие уровней помех у Вас и у меня.

Вы правы !!! . нет субгармоник ниже, чем деление несущих на Q.

Хорошо подумав, я в этом теперь убедился. Для проверки взял "идеальную модель" и изменил только 1 резистор (на 1% для "повышенного уровня спур"). На красном графике - то что получилось с искажением номинала одного резистора. На синем графике - вчерашние данные , когда были искажены многие резисторы и времена триггеров.

а где спуры от Fc/Q ? Должны быть ( у меня видны). Хотя нет - у Вас С=Q/2 (без остатка) , поэтому спуры от Fc появятся не ранее чем Fc/2 (325M)

Сделал по Вашему Варианту R=13 C=16 Q=32. 1 резистор изменен номинал на 0,1% . Правда частоты Fr=769M Fc=625M немного не такие, но это было нужно для целого шага по времени в пикосекундах расчета. Не существенная разница.

Хорошая новость - результаты очень похожи на Ваш график спур из 220 поста. Зелёными точками я обозначил уровень спур в dBc . Методика пересчета такая - берутся dBV (синие пики) и добавляется 20LOG(1/Кфд) = 9.7 дб . Вычитается 3 дБ за счет Одной Боковой Полосы. Добавляется ослабление фильтра , которое существенно после 90МГц, для того чтобы увидеть спуры без учёта ФНЧ. Кфд = 0,327 V/радиан для случая R=13 C=16 Q=32 (измерил на графике фазовой характеристики).

Плохая новость - на прошлых графиках, где я применял фильтры якобы на 100 Мгц , но из-за ошибки задания не в герцах а в радианах в секунду, получилось заметное ослабление всех субгармоник выше 16 МГц. То есть все графики - в топку. Теперь исправил, но старые графики я вытру.

Похожи, согласен, но разница всё-таки есть. А у нас должно быть как у бухгалтеров – если баланс не сходится хотя бы на копейку, то отчёт считается недействительным, надо всё пересчитывать. Если в полосе фильтра, то разница составляет от 2 до 5 dB, а вне полосы доходит до 8 dB (на частоте 125 МГц). Больше всего смущает именно то, что эта разница непостоянна.

Не обязательно как у бухгалтеров 3дБ есть на первой гармонике - и то ладно. Ведь в реальной жизни всё равно получится или заметно хуже или лучше или +- того же порядка. А арифметическая разница по моделям, которую Вы отметили, она из за того , что БПФ для точного расчета требуется чтобы число отсчетов было строго степенью двойки, причем и составляющие гармоники должны быть кратны от обратной величины интервала времени симуляции. В противном случае наблюдается "растекание" отсчетов спектра в бинах на соседние бины и искажение верхушки палки спектра по амплитуде. Использование оконных функций этот дефект БПФ немного исправляет, но возникает утолщение палки спектра и размазывание её энергии по этой утолщенной палке с коррекцией амплитуды. Так или иначе вершина не всегда в точности соответствует действительному значению, приблизиться к которому можно было бы только за счет увеличения времени симуляции. А оно и так немалое.
Есть еще одна причина ухудшения точности - усечение мантиссы плавающего числа при интегрировании (накоплении) , когда сказывается большая постоянная составляющая в сигнале , при анализе очень малых амплитуд переменных напряжений. Я вот пробовал строить спектр без предфильтрации и компенсации DC составляющей - палки гораздо выше и вообще возле них мусор наблюдается , которого в модели якобы нет вообще.

С Новым Годом, дорогие участники форума!
Благодарен Вам за высказанные здесь замечания, критику, комментарии, советы, пожелания, которые, конечно же, оказались полезными.
Ну а если на этом разговор не закончится, всегда готов к его продолжению.
Успехов Вам в работе, удачи, счастья!
Vitaly_K.

Предлагаю обсудить ещё один вариант синтезатора частоты. Это как бы вариант Frac-N-DSM синтезатора, но, предположительно, со значительно более высокими характеристиками спектральной чистоты и быстродействия. Идея простая и, надеюсь, будет понятной из прилагаемых рисунков. Ну а если возникнут вопросы, постараюсь на них ответить.

Не вижу отзывов. То ли неинтересно, то ли непонятно?
На случай, если непонятно, попытаюсь дать некоторые пояснения со ссылками на ранее приложенные рисунки.

Странно, однако.
Прошли две недели и не единого отзыва. Как сговорились.
Всё же ещё раз прилагаю описание. Улучшенное.
Возможно, тогда кто-то и откликнется?

Виталий, вот недавно случайно узрел знакомые Ваши рисунки (и свои в придачу ):

www.ekis.kiev.ua/UserFiles/Image/pdfArticles/V.Makarenko_Phase-digital%20synthesizer_EKIS_11_2012.pdf

Вы становитесь популярным (это когда не Вы сами, а уже о Вас – надеюсь, с Вашего ведома). В любом случае, неплохо изложено для дальнейшего обсуждения. Как продвигаются дела?

Спасибо, Александр, за информацию; она оказалась для меня новостью. С Макаренко В. я не знаком, и странно, что он не связался со мною, когда работал над этой статьёй. А мог бы, т.к. мой электронный адрес есть в моих статьях, которые он цитирует. Но, в общем-то, спасибо и ему за популяризацию моей синтезаторной идеи. Ещё хорошо и то, что материал подан на русском, а то у меня такого варианта нет.
Дела продвигаются слабо. Заявку в Сколково отклонили из-за недостаточного международного опыта. Сейчас готовлю повторный вариант, пытаюсь преодолеть этот недостаток.

Статья, по сути, представляет собой качественный перевод Ваших работ и более ничего.

Да, это верно. Авторы журнала ЭКиС, издаваемого фирмой VD MAIS, специализируются, как я понял, на переводах зарубежных статей. В этом тоже есть польза, - не все же достаточно владеют английским, чтобы читать оригиналы.

Доброго времени суток, Виталий!

Возможно Вы довольно долго не посещали наш форум, поэтому хочу немного вернуться к сравнительному анализу Вашего метода синтеза с другими.
Сначала выложу информацию по последним достижениям в области DDS из соседней темы: http://electronix.ru/forum/index.php?showt...4312&st=495 Это по поводу того, что частотный диапазон прямого цифрового синтеза довольно ограничен. На текущий момент это ограничение составляет 4,8 ГГц. Т.е. можно смело сравнивать математическую модель Вашего метода с уже реальным DDS по фазовому шуму и с его математической моделью по спурам (а я думаю, что реальные результаты по спурам не заставят себя долго ждать).
Затем хочу обратить Ваше внимание на то, что сравнение Вашего метода с простейшей дробночисленной ФАПЧ в настоящее время нуждается в корректировке, так как последнюю сейчас уже почти никто прямо "влоб" не использует. Большая часть дробночисленных ФАПЧ в последнее время делается либо с переменной частотой сравнения, либо с переменной частотой опоры и сравнения.
Прошу понять меня правильно, я вовсе не оппонент Вашего метода, просто хочу показать Вам новые пути для анализа и возможных публикаций. С уважением, VCO...

Ответ для VCO.
Спасибо за вопрос, постараюсь ответить, хотя, наверное, будут и встречные вопросы к Вам.
В той ссылке, которую Вы привели, речь идёт, в основном, о ЦАП. Хороший прибор, ничего не скажешь. Но почему Вы решили, что диапазон DDS с таким ЦАП раздвигается до 4,8 ГГц? Откуда взята эта цифра? Там говорится, что тактовая частота ЦАП составляет 7,2 ГГц, а частота на выходе DDS, может, якобы, быть в пределах 3,6 ГГц. Хотел бы я посмотреть сигнал DDS на частоте 3,6 ГГц. Во-первых, его теоретически невозможно получить (по Найквисту), а во-вторых, более-менее чистый сигнал будет на частотах, на порядок меньших тактовой частоты. Чтобы теперь вернуться к исходной, тактовой частоте, надо умножить частоту на порядок и получить на порядок бОльшие спуры, да и, кстати, ухудшить быстродействие. К тому же это уже будет не DDS, а некоторая довольно сложная система. В другом варианте, без умножения, с несколькими петлями ФАПЧ, она будет ещё сложнее.
Если же использовать аналогичный ЦАП в синтезаторе PDS, который простой, однопетлевой, и в котором отсутствует умножение, то на частоте 7,2 ГГц получим спуры по меньшей мере не хуже, чем в DDS на частотах на порядок меньших.
В общем, прогресс в области ЦАП в одинаковой степени улучшает спектральные характеристики как DDS, так и PDS, вот только разница между ними всегда будет оставаться не менее порядка в пользу PDS.
Сравнение с дробно-численными ФАПЧ, как мне кажется, более корректно. Они ведь тоже, как и PDS, простые, однопетлевые, экономичные по потреблению. А то, что они используются с переменной частотой сравнения, либо с переменной частотой опоры и сравнения, так такое применимо и в DDS и в PDS, чтобы, например, избавиться от помех типа Integer Boundary Spurs.

Немного добавлю к словам Виталия Ивановича:
Для этого ЦАП еще необходимо подобрать хорошую опору на 7 ГГц. +такой же частоты цифровую часть, что существенно повысит, судя по всему, потребление и стоимость.

И ещё несколько слов о быстродействии DDS синтезатора. Считается, что он самый-самый быстродействующий, и, в общем-то, это верно, но есть некоторые нюансы. Есть такое мнение, что время перестройки на новую частоту в таком синтезаторе равно всего лишь нескольким тактам опорной частоты, необходимым для ввода через интерфейс нового значения кода на входе аккумулятора фазы. А дальше, с первого же такта будет новое значение частоты. Осмелюсь утверждать, что это совсем не так.
Положим, переключились на частоту, соответствующую коду 001000000000,0000000001, и не важно, какая частота была до этого. Запятой отделены первые 12 разрядов, имеющие выход на ЦАП (т.е. он, к примеру, 12-разрядный). В этом случае новая частота начнёт формироваться только спустя 1024 такта после ввода нового значения кода, т.е. когда произойдёт накопление единиц в младших разрядах, не имеющих выхода на ЦАП, и возникнет перенос в старшие разряды, имеющие выход на ЦАП. А до этого момента DDS знать не знает, что частоту переключили.
При опорной частоте, скажем, 4 ГГц это соответствует точности установки частоты примерно 1 кГц. Следовательно, в спецификации на такой синтезатор можно было бы указать, что время перестройки частоты с точностью 1 кГц составляет 0,25 мкс.
Но самое интересное то, что точно такие же цифры можно приписать и PDS синтезатору. Только надо обеспечить в нём полосу пропускания ФАПЧ всего лишь 4 МГц, что никакого труда не представляет. Вот такой парадокс получается.

Очень интересное замечание. Но есть еще одно ограничение- добротность выходного ФНЧ или полосового фильтра после ЦАПа ДДС. Если обяснять на пальцах, т.к математики готовую найти немогу- существует определенная задержка, пока фильтр перестанет "звенеть" на старой частоте и перейдет на новую. Некоторые выводят эту задержку из добротности фильра и числа звеньев, другие- рассматриают фильтр как искуссветнную длинную линию. Может ли кто-нибудь осветить этот вопрос с цифрами и формулами?

Продолжим тему и дальше пойдём уже по принципу «автор обнаглел и не может остановиться». Теперь рассмотрим PDS синтезатор в варианте с дельта-сигма модуляцией (DSM). При упомянутом ранее коде на входе аккумулятора и если DSM-блок содержит, например, 2 аккумулятора, то формирование новой частоты после переключения может начаться не через 1024 такта, как в случае DDS синтезатора, а всего лишь через 18 тактов. Это потому, что каждый из аккумуляторов DSM-блока интегрирует содержимое предыдущего аккумулятора, и последний из них (он третий по счёту) выдаёт поправку к частоте уже через упомянутые 18 тактов. А говорю может начаться формирование новой частоты, а не утверждаю, что будет это начато, потому что далее дело за полосой пропускания ФАПЧ. Если её расширить до 40 МГц, что вполне возможно, то время переключения частоты с упомянутой ранее точностью 1кГц в PDS синтезаторе окажется на порядок меньшим, чем в DDS. Такие вот чудеса открываются.

Сейчас на вскидку формулы не вспомню, но в случае узкополосного полосового фильтра его постоянная времени цепи (которая будет обратно пропорционально зависить от полосы пропускания) будет достаточно большой и ощутимой. Но это будет проявляться только в случае, если вы перестраиваете (или переключаете) этот узколополосный фильтр вместе с перестройкой по частоте DDS. А если вы работаете в пределах его полосы пропускания, то переход будет вполне "безболезненным".
Это проявление, назовем так, принципа частотно-временной неопределенности - если вы хотите точнее узнать частоту сигнала, то Вам его надо дольше наблюдать. Из институтских знаний о преобразовании Фурье известно, что идеальный (игольчатый, состоящий из дельта-функций) спектр получается, если анализировать синус от минус бесконечности до бесконечности во временной области. Чуть только мы подходим к реальным, ограниченным по времени сигналам, и тут же всплывают спектральные плотности мощности и "размытые" иголки спектра.
Так и тут, раз уж мы делаем узкополосный фильтр и хотим им выделить совсем немного частот, то и накапливать сигнал в себе он будет дольше. Инерционность, скажем так.

Да не очень то и безболезненное получается. И еще- из опыта выходить, что задержка зависит не от полосы фильтра, а от крутизны его срезов и порядка фильтров. По крайне мере для широкополосного ФНЧ. А если еще в нем стоят фильтры- пробки на избранные частоты, то там вообще черт ногу сломит. Поэтому очень бы хотелос найти ссылку на хорошую книжку по теме.

Совершенно верное замечание. Почему-то редко об этом имеют ввиду а иногда упускают вовсе и наступают на серьезные грабли.

Вообще говоря речь тут о групповой задержке dФ(f)/df , то есть производной фазы от частоты в фильтре.
http://www.dsplib.ru/content/filters/linphase/linphase.html

для простых фильтров типа полосовых 1 контурных или на четвертьволновых отрезках, не многозвенных, групповая задержка примерно равна 1/3 от обратной величины полосы пропускания такого фильтра. В простейших ФНЧ Баттерворта на частоте среза ГВЗ тоже примерно 1/3 от обратной величины полосы пропускания. Для ФНЧ и полосовых Бесселя и Гаусса ГВЗ в полосе пропускания постоянна и без выбросов.
Например полоса LC контура 1 мгц - групповая задержка будет примерно 300 nS , вне зависимости от выбора центральной частоты . В этом смысле важна не столько добротность сколько полоса.
В многозвеных полосовых применяют отдельные звенья с разной собственной добротностью и соответственно полосой относительно резонансной частоты звена. При этом групповая задержка может сильно "гулять" по полосе пропускания фильтра. что в некоторых случаях очень нежелательно. И иногда даже при проектировании правильных полосовиков закладывают требования на неравномерность групповой задержки , для аналоговых фильтров.

Групповое время задержки , в простейшем случае это время, за которое новое колебание , прошедшее через фильтр , достигнет амплитуды 1-1/e (63%) от установившегося значения . Тоже самое (если не вру) и с фазой, т.е если нам надо использовать новое колебание (новую частоту) в некоторой системе с фильтрами, и хотим иметь , к примеру 100дБ дин диапазон , зависящий от фазы , амплитуды , то должны подождать время успокоения порядка 10 ГВЗ. Это все прикидочные расчеты на пальцах, для оценки. Вообще гворя ГВЗ строится или измеряется приборами.
Поэтому , нет смысла иметь скажем у локального синтезатора время перестройки ( к примеру) 1 мкс, если где-то далее по тракту будут фильтры с ГВЗ более этой величины. Все преимущества сверхскоростной перестройки частоты могут быть реализованы в соответствующих сверхширокополосных системах.

Хотелось бы ближе к практике. Нельзя ли дать хотя бы грубую, приблизительную оценку, в какой мере фильтр на выходе DDS снижает его быстродействие?

ну вот, например на картинке характеристики ФНЧ на 200 Мгц срез. Фильтр Чебышева с пульсациями в полосе 3 дБ , хотим этим фильтром подавить ПСС на 300МГц и выше не менее чем на 40 дБ.
Групповая задержка для частот в районе 190 МГц = 20 нс.
Перестраиваем частоту DDS с 190 на 195 МГц по триггерному входу с заранее заданными сдвигами по частоте, и только через 10*20=200 нс на выходе фильтра появится желаемое колебание с уровнем нежелательных компонент (от старой несущей) -100 dBc. То есть через 40 периодов вырабатываемой новой частоты, поступающей на вход фильтра. Иными словами , как заметил khach, вроде бы мгновенно ( за период клока) перестраиваем DDS , а фильтр задерживает получение сигнала новой частоты с артефактами на заказанном уровне -100 dBc.

Или другой рисуночек - полосовой фильтр ПЧ шириной 10 МГц с центром 70МГц. Мы щелкаем DDSным гетеродином почти мгновенно ( триггером, без пересылки по шине управления), а сигнал ПЧ для качественой оцифровки появится не ранее чем через 2 мкс. Для некачественной ( с уровнем ПСС -10 dBc ) через 200 нс.

Спасибо большое за иллюстрацию! А можно еще уточнить физическую сущность термина "Групповая задержка"? Т.е это время после мгновенного переключения частот на входе фильтра после которого на выходе фильтра появляется сигнал с амплитудой какой? -3дб от номинала? В е раз меньший?

Спасибо большое за иллюстрацию! А можно еще уточнить физическую сущность термина "Групповая задержка"? Т.е это время после мгновенного переключения частот на входе фильтра после которого на выходе фильтра появляется сигнал с амплитудой какой? -3дб от номинала? В е раз меньший? Потому что по определению по ссылке групповая задержка выводится из фазовой задержки для установившегося процесса, а у нас переходный процесс сосвсем другого типа.

Спасибо. Очень интересная и, надеюсь, достоверная и полезная информация.

Сорри за дубли- попал как раз на момент падения форума.
Продолжу вопрос- хотелось бы уточнить у уважаемого тау. В англоязычной литературе существует термин envelope delay, который при некоторых условиях равен Group delay, но не всегда. Математика этих условий занимает пару страниц текста, как говорится ниасилил. Поэтому пару вопросов- какими командами можно получить график envelope delay в pSpice или любом другом симуляторе. И можно ли привести примеры таких графиков для нескольких типичных формирующих фильтров, в зависимости от порядка фильтра, добротности или каких еще важных параметров. Типа такого минисправочника для проектировщика сделать.

Не слишком пессимистично? Пусть хоть год сигнал по фильтру продвигается, а на выходе переключение может быть быстрым.

Со слов сотрудника Элвиса, DDS они купили у Аналоговых Девиц.

Групповая задержка непосредственно связана с понятием групповой скорости.
http://ru.wikipedia.org/wiki/Групповая_скорость
В отличие от протяженных линий передачи в среде , где групповая скорость (и задержка) интуитивно понятна по физическому смыслу, в фильтрах с сосредоточенными параметрами эта интуитивность не так выпукло видна. Но если напрячь воображение для квазимонохроматического колебания ( оговорка - быстро переключенный DDS первое время не выдает квазимонохр колебание, спектр такого сигнала ширее), то вырисовывается и физический смысл ГЗ - время пролёта сигнальчика (узкополосного) через фильтр.

примерно 4 дб не дотягивает до установившегося номинала , а предыдущий сигнал падает в е раз. Для совсем простых фильтров. Для многозвенных время может изменяться немного . На иллюстрации показан переходной процесс во времени для фильтра ПЧ 70 МГЦ 6го порядка, с параметрами как выше приводил, перенесенный в Спайс и отмоделированный в частотной и временной областях. Зелёная кривая включает генератор в момент времени 0 и выключает в момент 2 мкс.

честно говоря я не вижу существенных различий для Group delay и envelope delay. может они и есть.
Group delay симулятором почти любым считается легко. в микрокапе имеется GD() в частотной области


вполне умеренно пессимистично, а Вы наверное секрет какой-то знаете? поделитесь пожалуйста.