Цитата

Лишней бывает, когда надо обеспечить устойчивость системы (прошлый раз я писал об этом).

Вы действительно в этом видите проблему ?
устойчивость - дело сугубо техническое в петле фапч. Измените номиналы элементов фильтра под "увеличенный" Kpd и проблема решена.


N/Kpd есть пересчет плотности шума выхода детектора в плотность фазового шума выхода синтезатора на малых отстройках. Пусть N===1. чем меньше Kpd тем выше фазовый шум (при неизменной плотности на выходе ФД).

Хм... . Как ни уменьшайте коэффициент передачи открытой петли посредством ПИФа, а на нулевой частоте он все равно будет равен бесконечности, по причине того что VCO является в этом смысле идеальным интегратором (фазы)

Не согласен. Не останется всё "так же" , шумы возрастут, ибо в выражении N/Kpd параметры ПИФа никак не отражены (не влияют на шумовую составляющую ФД в замкнутой петле). Вы же сами - апологет фундаментальности передаточных характеристик: , вот и сделайте правильный вывод.

Но они (параметры ПИФа) должны быть отражены в общей передаточной характеристике. Их тоже надо учитывать. И потому они не могут не влиять на конечный результат, т.е. на шумы на выходе.
Конечно , а куда же без них в "общей передаточной характеристике"
На малых отстройках Gs становится так велико что единицей в знаменателе можно пренебречь для выражения замкнутой петли. Остается чисто N/Kpd. Поэтому параметры ПИФа нет значимого смысла учитывать на малых отстройках при пересчете шумов ФД на выход VCO.

Но я имел робкую надежду, что Вы поможете мне в этом. Нельзя ли просимулировать систему на Вашем симуляторе?
процесс длительный . Даже реальные приборы в реальном времени иногда "тупят" во времени измерения на малых отстройках и узкой RBW. Любое моделирование это умножьте на 1000 а лучше на миллион по затратам времени. Можно конечно извратиться , если вместо шума "подсунуть" на выход ФД маленький по амплитуде генератор синуса , чтобы индекс модуляции был малым <<1 . И посмотреть через фурье анализ (тоже не скоростной процесс ибо отсчётов должно быть много, слишком много для "малых отстроек" .

"Инерционность" системы становится ровно такой, какая нужна для обеспечения требуемой полосы PLL. И полоса определит инерционность. Вы , к примеру, хотите уменьшить крутизну.. Для той-же самой полосы придется уменьшить ёмкости ПИФа, на выходе ПИФа скорость изменения управляющего напряжения ГУНа останется прежней. Где тут изменение "инерционности" ?

Возможно, Вы и правы, забывать стал теорию, старость. Но всё же ёмкость в ПИФе должна перезарядиться при переходе на новую частоту. А ёмкость тем больше, чем больше коэффициент деления в ПИФе. Не так ли?

чем больше емкость в ПИФе тем ужее полоса ФАПЧа (если больше ничего не трогать ! ), но при одной и той же полосе увеличение ёмкости должно сопровождаться увеличением крутизны ФД . Проще представить на примере ФД с токовым выходом. Увеличили миллиамперы в 2 раза у ФД - емкости возросли в 2 раза у ПИФА для той-же полосы.
CdU/dt=I --> dU/dt=I/C / скорость управления ГУНом остается прежней , не меняется.

Vitaly_K , для Вас "подарочек" для R=C=5 при q=16 . Такая вот фазовая характеристика PDS. Разнос частот 10кГц , а период полного повторения характеристики 1.6 миллисекунд.
Картинки сделаны двумя разными симуляторами с разными схемами фазорасщепителей, но результат одинаков. Это значит что имеется вот такое свойство PDS.

Vitaly_K , для Вас "подарочек" для R=C=5 при q=16 . Такая вот фазовая характеристика PDS. Разнос частот 10кГц , а период полного повторения характеристики 1.6 миллисекунд.
Картинки сделаны двумя разными симуляторами с разными схемами фазорасщепителей, но результат одинаков. Это значит что имеется вот такое свойство PDS.
[/quote]
Надо подумать. А пока не сможете ли сделать то же самое, но при R=C=3?
------
Во-первых, дробность в обоих каналах «съедает» (5+5)/16 x 100% = 63% характеристики ФД. Остаётся только 37% линейного участка. Во-вторых, картинка должна была бы быть похожей на прилагаемую. А не похожа, видимо, из-за эффекта типа стробоскопического (в симуляторе). Возможно, чтобы описать характеристику ФД надо ещё уменьшить разность между частотами.

см. вложение R=С=3 q=16 250-260kHz



Стробоскопического эффекта нет. Шаг по времени (3 nS) симуляции на минимум 3 порядка меньше периода подаваемых на ФД частот. На каждом шаге в график добавляются отсчеты. Были бы одного порядка , тогда можно было бы списать на стробоскоп.

Подтвердите приложенную Вами картинку , сняв её с Вашего действующего макета, это же просто должно быть.

К сожалению, это не так-то просто. Надо разомкнуть систему, а для эго нужно резать дорожки на плате, впаивать многооборотный потенциометр (для поиска небольшого разноса между частотами), а такового у меня нет, и потом всё восстанавливать. К тому же, не уверен, что удастся получить стабильную картинку из-за дрейфа частоты ГУНа. Всё-таки, пожалуйста, попробуйте уменьшить разность частот на Вашем симуляторе.
Как убирать лишний, ошибочно приложенный файл? При редактировании предыдущего моего послания не смог найти такой возможности.

Панель управления(вверху)/Меню(слева вверху)/Настройки(слева внизу)/Прикреплённые файлы (attach'и).
Отмечаете ненужное галочкой и удаляете.

Спасибо!

Пожалуйста! А в общем - всё подробно в правилах расписано.

это бесполезно. картинка будет точно такой-же , только короткие восходящие участки станут круче.

Лучче я вам на пальцах поясню , как смогу. Потерпите жаргон.

PDS в этом случае (как на рисунке 111 сообщения ) работает примерно так :
раз это кольцевой регистр , то в начальный момент времени ,вобщем-то, состояние регистров не определено (или случайно)
Для простоты обозначим через Т1 период разностной частоты, через Tr период импульсов входа R, Tc -период импульсов входа C
Для R=C=3 каждый тактовый импульс с любого входа модифицирует только 3 бита регистра (из 16-ти)
Для упрощения понимания условимся что Tr чуть чуть больше чем Tc, импульсы Тс "стремятся" сбросить кольцевой регист а Tr установить.
"обнуление" быстрее продвигается вдоль кольцевого регистра чем установка.
Вначале, t=0, "обнуление" уходит вперёд ( в отрыв ) , зато запаздывающая установка заполняет кольцевой регистр (все 16 триггеров). Это занимает время примерно 16/3 тактовых сигналов. Через это время, примерно равное 4*16/3=20мкс (см рисунок, это видно вооруженным глазом) все триггеры установилсь , а те тройки которые сбрасываются от Tc тут же устанавливаются от Tr, размах напряжения ЦАП = 5V*3/16=0.937V. Широтно-Импульсная Модуляция в трех регистрах постепенно меняется от максимума до 0. Назовем это ШИМдырой в 3 бита для краткости.
В течении 0,1mс происходит опережение фазы Tc по отношению к Tr на 2pi. на 100-й микросекунде импульсы Tr опять становятся мгновенно совпадающими во времени с Tc но в кольцевом регистре появляется нешимирующая дыра длиной 3 бита (в которой нет ШИМ) , которая просто перемещается вместе с тактовыми импульсами. Эта дыра отражается в выходном ШИМ напряжении цапа как ступенька на 0.93 вольта ниже чем напряжение питания. Очередные 100 микросекунд шимирующая и нешимирующая дыры перемещаются по кольцу. И так далее до t=0,5mc .
По окончании 0,5mc настает момент, когда образованы 5 нешимирующих дыр (15 триггеров из всего регистра длиной 16). До момента 0.5mc импульсы Tc уже настолько оторвались по позициям триггеров от Tr что вот- вот наступят им на "хвост" в триггерах кольцевого регистра.

500мкс/4мкс=125 периодов Tr или 125*3=375 триггеров кольца пробег
500/1000*260=130периодов Tc или 130*3=390 триггеров кольца пробег. т.е. разница 15 триггеров
После 0.5ms происходит одномоментное совпадение импульсов Tr и Tc но только на 2-х триггерах (ибо 3-й не при делах, он просто сбрасывается) Импульсы Tc опять уходят в отрыв, а Tr немного отстают, взводя лишь 2 триггера (геометрическое несовпадение выходов фазорасщепителей по триггерам с разницей в 1 триггер) . Итого ШИМируют только 2 триггера ( размах напряжения ЦАП = 5V*2/16=0.625V- кстати на этом интервале крутизна ФД еще уменьшается на 2/3, т.е 2/16 вместо 3/16 от напряж питания) . Как и ранее: "запаздывающая установка заполняет кольцевой регистр" но уже не сплошняком, а только 2 из каждых трех триггеров. Поэтому максимальное напряжение ЦАП будет 5v*2/3 =3.33v (это не совсем точное значение из-за того что 16/3 без остатка не делится, более точное выражение 5*11/16=3.437v ).

После 0.6ms произойдет: 600/4=150 периодов Tr или 150*3=450 триггеров кольца пробег
600/1000*260=156периодов Tc или 156*3=468 триггеров кольца пробег
Разница в 18 триггеров или опережение в кольце на 18-16=2 триггера. Начинающие отставать импульсы Tr уже взводят по 3 триггера (без пропусков) , но на 2 триггера (бита) образовалась нешимирующая дыра величиной 5V*2/16=0.625V , которая тоже перемещается по кольцу и не дает ЦАП-у достигнуть макимума питания, хотя размах ШИМА 5V*3/16=0.937V.

Через 100мкс (t=0.7ms) нешимирующая дыра станет 5 бит шириной , определив верхний максимум выхода АЦП 5V- 5V*5/16 =3.44v (можете свериться с рисунком)
Ну вобщем и так далее и тому подобное.
Подобную методу можно применить и для других вариантов R и C.
Заключение: нет никаких "зон неопределенности из-за дробности" в фазовой характеристике PDS , кроме тех коротких моментов , когда импульсы сброса\установки RS триггеров совпадают во времени.

Мне идея отсутствия умножения в петле, заложенная в новом методе понравилась, но даже если она реализована правильно, она сильно ограничивает частотный диапазон такой системы. Всё-таки этот метод по области применения ближе к DDS, чем к дробной PLL, особенно с учётом времени перестройки последней. Если гипотетически построить DDS до 2 ГГц, то сравнительный анализ покажет, что выигрыш по всем характеристикам, в т.ч. быстродействию, будет за DDS, а не PDS, у которого быстродействие ограничено наличием фильтра.
То есть, тенденция повышения разрядности и тактовой частоты современных ЦАП таких фирм, как AD, TI, Maxim, а также повышение производительности современных ПЛИС таких фирм, как Xilinx и Altera, не оставляет шансов для перспективности обсуждаемого метода.
Возможно, Вам, Виталий, мой вывод снова не понравится, но я пытаюсь быть объективным, а не дипломатичным. Как у Филатова: "Лучше горькая, но правда, чем приятная, но лесть!"

А зачем гипотетически? Давайте брать в расчет, то, что есть, - так будет нагляднее. Напрямую в DDS не получить на выходе частоту 2 ГГц. При тактовой частоте 1 ГГц (что сейчас достигнуто) более или менее приличный спектр получается на частотах на порядок меньших тактовой. И если вернуться теперь к частоте 2 ГГц (естественно, умножением), то…дальше, думаю, понятно. Поэтому DDS применяют только в сочетании с PLL-синтезаторами с крупным шагом плюс суммирующая петля, в которой эта крупная сетка заполняется мелкой от DDS. И тут возникает фильтр, и вся прелесть от быстродействия DDS идёт насмарку. А если всё же гипотетически, и Вы на это возразите, что технология совершенствуется, тактовая частота повышается, ЦАПы становятся более точными, так это так же верно и хорошо и для PDS. Возможно, в этом и состоит «великая сермяжная правда» по Лоханкину?

Спасибо за труд, он просто колоссальный, восхищаюсь Вашей работоспособностью, мне бы такого помощника!
Пытаюсь разобраться, но пока безуспешно. Пожалуйста, сообщите, как в Вашей модели происходит добавление и удаление «троек»? Куда они заносятся, в «голову» или в «хвост», и, соответственно, откуда они убираются?

MAX5881 позволяет получить частоты до 1.72 ГГц, то есть почти достали до 2 ГГц. И кто сказал, что опорой не может быть, например, CRO с частотой 2.15 ГГц и превосходными шумами, засинхронизованнный от OCXO. Производители гарантируют удовлетворительные характеристики до 1000 МГц, что уже неплохо. Дальнейшее улучшение чистоты спектра, например, рандомизацией младших разрядов - дело наживное. Вопрос только в цене: да, такой синтезатор будет не из дешёвых!
Но и PDS пока тоже не из ширпотребных. И вот тут-то надо призадуматься о перспективе.

В DDS источником сигнала является ЦАП, а в PDS - ГУН. Я думаю, что разница очевидна.

так нету у кольца ни головы ни хвоста.
Есть быстро распространяющееся по кольцу заполнение 1-цами например в начальный момент времени . Это соответствует коротким восходящим участкам фазовой характеристики. И есть медленно распространяющееся по кольцу заполнение нулями (пологие спадающие участки фазвовой характеристики). Цепочка нулей в кольце перемещается со скоростью 3 бита (регистра) за такт Tr или Tc (они почти равны в рассматриваемом примере).
Когда импульсы Tr не оторвались во времени более чем на период, то в кольце перемещается ШИМ-дырка длиной 3 бита в рассм. примере. Ширина этой дырки равна 3 регистрам геометрически, но во временной области эта ширина равна разности фаз между опережающими импульсами Tc и отстающими Tr. Через период разностной частоты опережение достигнет 2pi по фазе и импульсы Tc будут сбрасывать м+1, м+2, м+3 регистры , а импульсы Tr устанавливать м-2, м-1, м - регистры. То есть геометрически, из-за фазорасщепителя , импульсы Tr и Tc станут воздействовать уже на разные регистры! а всего задействованных нулями регистров уже становится 6 в интервале T1...2*T1 . Но только 3 из них можно считать подвергнутыми ШИМ модуляции, а 3 остальных на протяжении периода Tc не изменяются (их я обозвал не-Шимирующими).
Если Вы об этих "тройках" спросили - то вот примерно так я могу объяснить.
Куда они заносятся? - а неважно куда , они же все равно не стоят на месте а перемещаются по кольцу. С другой стороны , через период разностной частоты T1=100мкс принято 25 тактов Tr или по кольцу осуществлен "пробег" на 25*3 =75 регистров. Это 75/16= 4.6875 оборота по кольцу или 4 полных оборота и еще 11 регистров . То есть первая нешимирующая дырка появится в 12,13,14 регистре относительно условного 1-го регистра, привязанного на начало времени 0 ( а далее дыра будет продолжать быстро перемещаться, медленно расширяясь).

А у меня получается совсем по другому (см. прилагаемый рисунок). Поскольку частота сигнала выше, чем опорная, её импульсы рано или поздно спишут все единицы, и далее более 3-х единиц в регистре уже не будет. На этом процесс и зацикливается, дойдя до возможного минимума управляющего сигнала для ГУНа при заданных параметрах. (Пометкой «Сбой» я обозначил ситуацию, когда в регистре единиц меньше, чем требуется списывать, или их там вообще нет). Это означает, что при правильно выбранной полярности обратной связи (отрицательной) в замкнутой системе ФАПЧ частота ГУНа будет уменьшаться, произойдёт захват, и частоты сравняются. На Вашу модель это совсем не похоже. Можете ли как-то это прокомментировать?


Это понятно, как должно быть понятным и то, что я не о кольце, а о потоке единиц, которые движутся по кольцу. Если писать единицы, например, в голову и оттуда же их списывать, то при совпадении импульсов опорных и сигнальных возникнет неопределённость. Чтобы это исключить, надо, например, записывать в голову, а списывать с хвоста.
Жду ответа на предыдущее моё к Вам послание.

DS ещё не запрашивал, это возможно сделать только на работе.
Вот что нашёл по этой теме:
http://www.mvd-fpga.com/cores/en/files/MVD...re_Overview.pdf
Пока не впечатляет... Видимо, они мою тему по DDS не читали или достижения rlocа не оценили.

Вы это в шутку или всерьёз написали?

Я исходил из того , что RS триггерами управляют 16 битные фазорасщепители, которые гоняют тройки смежных единиц по бесконечному циклу. Фазорасщепители (их 2 штуки для Fr и Fc) не могут войти в состояние СБОЙ или как-то заглючить. В каждом фазорасщепителе перемещается постоянное количество единиц и нулей. Для рассматриваемого случая это R=C=3 единиц и по 13 нулей. В Вашей-же структурной схеме может существовать только операции сброса и установки RS триггеров , а также сдвиг "троек" единиц в кольцевых фазорасщепителях. Разве не так ?
касательно того что в некоторый момент в RS триггерах становится меньше 3-х единиц и нечего якобы "списывать", я описал эту ситуацию в 116 сообщении после 0.5мс интервала. Никакого зависания или сбоя (откуда ему взяться ?) . Начинается заполнение триггеров единицами , но не сплошняком а каждые 2триггера из 3-х смежных. Пожалуйста разберитесь. Симуляторная картинка из 111 сообщения Вам должна помочь.

Фазорасщепитель не обременен такими знаниями и установками , какие я подчеркнул в Вашей цитате. Он работает тупо, по аппаратному - как получится в соответствии со структурной схемой. Поэтому процессы будут протекать так , как показано в моделировании. Если это Вас не устраивает, то можете предложить иную структуру/логику фазорасщепителя , учитывающую Ваши пожелания. Но это уже будет совсем другая история.

Из-за того, что Вы прячете свои ответы в цитаты, Вас очень сложно цитировать.

Но Вы же должны понимать разницу между прямыми шумами ЦАП в DDS и шумами, вносимыми ЦАПом в контур PDS. Тут тау уже эту тему прорабатывал и вполне наглядно доказал, что в широкополосных ГУНах они заметно усиливаются. Поправьте меня, если я всё неправильно понял. Но кроме шума от АЦП там ещё присутствуют шумы от триггеров, шумы опоры, шумы ГУНа, шумы фильтра. А в DDS на отстройках более ~1 кГц шумы ЦАП уступают место шумам поделённой опоры и только.

Поэтому запас метода DDS по фазовому шуму несравненно выше, чем у PDS, в котором пока на данный момент времени преобладают собственные фазовые шумы ГУНа, но не ЦАПа.

У меня два кольцевых 16 разрядных регистра - фазорасщепителя гоняют по кольцу внутри себя по 3 единицы (или другие значения r,с ) в цикле со сдвигом на 3бита каждый такт , управляя состоянием 16 RS триггеров , которые из-за сильной связи с фазорасщепителями тоже приобретают свойства "закольцованности" . По идее, выполняется алгоритм фазового детектора PDS , изложенный Вами в этой теме.

Так бы сразу и написали, - было бы понятней.

Обычно, ответ на цитату размещают за пределами цитаты (конструкции {quote}{/quote}, где вместо фигурных скобок должны быть квадратные скобки), Вы же встраиваете ответ в цитату. При ответе цитата полностью игнорируется редактором вместе с Вашими ответами. Приходится вручную копировать их из Вашего сообщения и вбивать в свой ответ.

А я имел в виду "чистый" DDS, о котором писАл в 117 сообщении. Поверьте, до создания такого синтезатора недолго ждать осталось. Лет 10 назад я и не мыслил, что Ethernet и USB до СВЧ раскачают, а теперь это у меня дома стоит и работает.
На выходе DDS должен стоять ФНЧ, который снижает полосу минимум на 20% от частоты Найквиста, поэтому ждём появления 14-разрядного ЦАП с 5 Гсэмплами в секунду. 12 бит пока недостаточно для хорошего динамического диапазона такого синтезатора (70дБ и выше), манипуляций с 2 младшими битами может быть недостаточно.

чтобы было еще понятней , растолкуйте пожалуйста фразу из Вашего файла в 86 сообщении:
слово "алогично" замените чем-то более понятным .

И всегда-то Вы с подковыркою. Лучше бы объяснили, как внести исправление в текст этого файла, если, конечно, это возможно. Кроме как «Удалить выбранное» ничего подходящего не нашёл. «Алогично» надо заменить на «аналогично». Не святой, тоже имею право на опечатки. За замечание спасибо.

Исправление во вложенный файл внести уже нельзя , если прошли сутки с момента оформления поста. Но можно удалить это файл из сообщения , отредактировать и вложить в какое-нибудь свежее сообщение.
Чтобы удалить давно вложенный файл нужно нажать "панель управления" вверху страницы. Слева во окошке "МЕНЮ" найти "Прикрепленные файлы (attach'и)" нажать на эту строку. Появится список всех Ваших вложений во всех постах. Там находите некорректное вложение и отмечаете птичкой (справа) а внизу нажимаете кнопку "Удалить выбранное". При необходимости редактируете то вложение , которое удалили , и вновь прикрепляете в любой пост, которому не больше суток, можно в новенький свежий пост , как обычно.

Когда Вы не поняли меня по поводу кольцевого регистра , я сам не понял зачем Вы о кольцевых регистрах вспоминали в статьях, перечитал ваше вложение из 86 поста и подумал , споткнувшись о слово "алогично" что есть какая-то разница, "нелогичная" между структурой с кольцевыми регистрами и другими вариантами в PDS. Никакой подковырки. Я бы так и подумал , что это опечатка, но в связи с тем что Вы стали вдруг неожиданно разделять "Так что это у Вас: вариант с кольцевым регистром, или же PDS вариант?" то я и попросил растолковать.
Но хорошо что Вы это пояснили и теперь мне можно дальше использовать аналогии с кольцевыми регистрами в этом обсуждении.

Во вложении этого сообщения находится картинка фазовой характеристики при малом разносе частот 250-251 кГц, Вы её хотели посмотреть. Я не вижу существенных отличий от картинки 111 сообщения.

Удалил, исправил и теперь прилагаю к этому сообщению. За пояснения спасибо и ещё раз благодарю за поправку.
Да, Вы правы, картинка та же самая, и она лучше, чем я ожидал. А что я видел на макетах, так уже и не помню, было это лет 20 назад. Осталось только представление, что линейный участок характеристики сокращается, из-за дробности, на (R+C)/q * 100%.

Для tay
«Промоделировал» случай q=8; R=3; C=2 (см. прилагаемый рисунок). В кавычках потому, что делал это вручную. Получилось так, что протяженность нерабочего участка характеристики ФД составляет 3/8 от всей характеристики, т.е. соответствует отношению R/q. Эту часть характеристики «съедает» дробность.
Можете ли посмотреть этот случай на своём симуляторе? Совпадут ли результаты?

Картинки во вложении . Как видите, триггера могут и не так рисоваться (по сравнению с Вашим вариантом) , но так тоже верно .
файл в архиве VitalyK 8Q R3C2 2u_3.005u T_4.2ms trigg.PNG очень напоминает Ваш рисунок. Но это не значит что все остальные показывают нерабочую зону, как раз я выбрал времена (для растяжки по оси времени) , соответствующие полого спадающим участкам, где может происходить захват в петле.

Я вот о чём хотел написать (да немного запутался и стёр своё сообщение). Опять-таки о крутизне фазового детектора. Понятно, что для подавления шумов ГУНа чем она выше, тем лучше. Но, начиная с некоторого момента, её увеличение становится неэффективным, поскольку шумы опоры, пересчитанные на выход, оказываются выше остаточного шума ГУНа. И где этот «критический порог» крутизны – зависит от соотношения шумовых характеристик конкретных ГУНа и опоры. Не так ли?

пример надо бы , а то непонятно, как крутизна ФД влияет на подавление шумов ГУНа при некоторой фиксированной полосе PLL.
имхо , только от полосы PLL зависит функция подавления шумов гуна в полосе (в первом приближении, но может влиять также передаточная характеристика фильтра, но раз о ней Вы не упоминаете - принимаем как стандартный ПИФ) .

не согласен, опять неплохо бы на примере показать, что привело Вас к такому выводу.
В полосе PLL увеличение шумов опоры "пересчитанные на выход" не зависят от крутизны ФД, а зависят лишь от делителя частоты в обратной связи (если применен делитель).

Ещё уровень шумов в полосе может зависеть или зависит от шумового фона самой ФАПЧ, как всем известно. Естественно, этот факт тоже должен отражаться на функции подавления шума в полосе, что наводит на следующую мысль по поводу PFD. Если PFD по сути ничем не отличается от PLL, кроме заявленного отсутствия умножения в петле, то каим-то образом нужно учитывать уровень собственного шума PFD, тем более, что полоса в нём выбирается широкой (более 1 МГц).
Будет ли этот уровень шума выражаться классическими ФШpll+20logN-10logF или чем-либо иным - пока неважно. Важно понимание того, что этот шум есть и он должен учитываться, в т.ч. при моделировании. Отсутствие умножения в петле не должно отрицать наличия аддитивных шумов, вносимых отдельными элементами PFD, и если про шум ЦАП здесь уже говорилось немало, то про шумы, вносимые триггерами говорилось лишь вскользь (слово то какое любопытное ). Ну и само собой разумеется, этим дело не кончается, так как в архитектуре PFD присутствуют др. элементы, вносящие фазовый шум, в т. ч. и сама ПЛИС, которую Vitaly K и небезосновательно подозревает в слишком большом джиттере, влияющем на PFD.

А вот теперь хотелось бы узнать, учитывали ли Вы, Виталий, собственный шум PFD при моделировании?
Если да, то каким образом? Как это сделали при моделировании PFD Analog Devices, если не секрет?

Может я что-то пропустил по этому поводу при прочтении Ваших статей, но возможно, в моих наивных вопросах Вы сможете найти причины нестыковки результатов моделирования с результатами макетирования.

К такому выводу я пришёл, глядя на передаточную функцию шумов ГУН на выход:
(Kгун/s) / [1+(Kгун/s)*Kфд*F(s)], где Kгун – крутизна управляющей характеристики ГУН, Kфд – крутизна характеристики ФД, F(s) – характеристика ФНЧ. Если, как обычно, пренебречь единицей, то получим 1/[ Kфд* F(s)]. Отсюда я решил, что шумы ГУН уменьшаются с увеличением крутизны ФД. Не исключаю, что чего-то я не учёл. Но чего именно? - поясните, пожалуйста.

Шумы ГУН рождаются и учитываются рожденные "по выходу" , а то что Вы написали есть передаточная характеристика для сигнала поданного на вход VCO при замкнутой петле.
Поэтому , по моему мнению, правильное выражение в Ваших обозначениях для шумов Гун в замкнутой петле :
1 / [1+(Kгун/s)*Kфд*F(s)] без учета делителя частоты в обратной связи.

Обижаете Вы меня, YIG (это шутка, не более). Не PFD а PDS (Phase-Digital Synthesizer). Возможно, и не совсем удачное название, но менять на другое теперь уже поздно.
Всё-таки главное, по-моему, это шумы ЦАПа. И правильный совет давал rloc вынести его, в макете, за пределы ПЛИС, и тогда его тактированием снимутся все шумы, накопившиеся до него.
Нет, шумы при моделировании не учитывали. Это если бы подключился к работе такой специалист, как tay, тогда бы это стало возможным. Учитывали только амплитудную и временнУю неточность разрядов ЦАП.
При моделировании в ADI они тоже считали, что главное – это шумы ЦАП и его нелинейность и только это и учитывали. Схему их модели и результат моделирования прилагаю. На картинке спектра я добавил свои комментарии, чтобы тут же было видно при каких параметрах петли этот результат получен.

Вы, похоже, правы, ну а разница-то какая? Можно считать, что я написал формулу для шумов ГУНа, приведенных к его управляющему входу. Важно лишь то, что остаточный шум ГУНа зависит от крутизны характеристики ФД, и это видно из приведенной Вами формулы. Вопрос в том, как это сообразуется с Вашим прежним утверждением, что такой зависимости нет?

Прошу прощения, малость перегрелся! Я помнил, что Ваш метод - PDS (по аналогии с DDs), но PFD как-то само вылезло.
Как - теперь сам не могу понять Наверное, как в детских шарадах:
PDS
PDF
PFD
Всё-таки в выходные надо отдыхать...

Для YIG
Пожалуйста, научите меня цитировать «кусками», чтобы на каждый из них отвечать. Я умею только нажать <Reply> и потом отвечать на всё сразу сплошным текстом. А если вставлять ответы по тексту адресата, то так, как Вы считаете, делать нельзя.

1 / [1+(Kгун/s)*Kфд*F(s)] это ФВЧ с частотой среза = ширине полосы петли PLL. все что ниже частоты среза ослабляется с крутизной примерно 40 дБ/дек, вне зависимости от Кфд , так как частота среза определяет глубину подавления на определенной отстройке внутри полосы. Да, и Kгун и Kфд и F(s) , отдельно взятые , влияют и на частоту среза и соответственно на глубину подавления. НО! все вместе эти компоненты , на частоте среза дают коэффициент передачи петли равный 1 (0дБ) . Поэтому , при фиксированной (выбранной) частоте среза, считается , что индивидуально эти компоненты на степень подавления внутри полосы влияния не оказывают, особенно частотно-независимый Kфд

Для нескольких цитат:
выделяете нужный текст и нажимаете чуть сверху кнопочку "цитата" . Этот текст окаймится тэгами:

и будет виден как отдельная цитата.

Обычно весь цитируемый фрагмент уже выделен как цитата.. Если хотите фрагмент разделить - уберите тэги вначале и конце. Удалите лишние абзацы (если есть ненужные) а остальные абзацы выделите как цитаты , кнопочкой. Перед тем как отправлять ответ - можно посмотреть как он будет выглядеть, нажав внизу окна ввода кнопочку "Предварительный просмотр"

2 YIG: модератор почистил наш флуд, касающийся удаления постов , по моей просьбе ( я кнопочку REPORT нажимал). И довольно оперативно. Заметили ?

Т.е. получается, что не к чему иметь большую крутизну характеристики ФД? А то тут «копья ломали», обсуждая, что в PDS она меньше, чем у ФД на триггере. Кстати, у ЧФД с накачкой, который сейчас поголовно все применяют, крутизна тоже ниже, чем у ФД на триггере, ровно в 2 раза.

Для шумов ГУНа , согласен, ни к чему.
Для шумов ФД не согласен - обсуждали ранее. Чем меньше крутизна, тем больше шума на выходе ГУНа при постоянной плотности шума на выходе ФД.

2pi там и там в знаменателе.

Я так Вас понял, что после того, как выбрана полоса пропускания ФАПЧ, коэффициенты Kгун и Kфд на подавление шумов ГУНа не влияют. Но ведь эта самая полоса берётся не произвольно, а рассчитывается из условия устойчивости системы, и в этом расчете, по-моему, обязательно присутствуют и тот и другой коэффициенты. Одно дело получить полосу, скажем, 30 кГц, а другое - 1 МГц. Разве ж это не влияние на эффективность подавления шумов ГУНа?

По поводу характеристике ЧФД прилагаю рисунок. Он взят из статьи: http://www.compitech.ru/html.cgi/arhiv/03_04/stat_78.htm.
Там сделан вывод, о котором я писал, т.е. в знаменателе 4pi. Считаете это ошибкой? А возможно я чего-то не понял?

Я дроблю цитируемый текст несколько иначе, чем тау:
1. Получаю полный текст с помощью кнопки Reply.
2. Отделяю первый отрывок с помощью Enter (перевода каретки).
3. Нажимаю кнопку Цитата (выше окна ответа) на образовавшейся пустой строке.
4. Переставляю местами выпавшие тэги (переношу /) и копирую в буфер.
5. Разбиваю весь текст на отрывки и вставляю тэги из буфера с краткими ответами внутри.
6. Далее спокойно проверяю, отвечаю и редактирую ответы.
По варианту тау сбрасывается дата цитируемого поста в первом фрагменте, если всё правильно понял. Да и выделять текст на нэтбуке без мыши с помощью тачпада довольно неудобно. Как-то так.

Спасибо, тау, DS как всегда оперативен. Я кнопкой Report в последнее время стараюсь не злоупотреблять по пустякам. Эта кнопка вызывает неадекватное восприятие у многих участников форума и переводится как Донос (Стук), с чем абсолютно не согласен. Я раньше довольно часто помогал модераторам редактировать наши ветки с помощью этой кнопки, сейчас недосуг...