Спасибо, YIG, при следующем подходящем случае воспользуюсь Вашим советом. А сейчас наступил как бы штиль в обсуждении данной темы. Возможно, вскоре появится Александр Ч. и оживит дискуссию. Те две недели его командировки, о которых он писал, уже истекли. Жду - не дождусь его веского слова.

Полоса не расчитывается "из устойчивости", а выбирается по некоторым критериям обеспечения шума и/или быстродействия :
или интегрально на всех разумных отстройках,
или локально , только на малых отстройках ( в этом случае расширенная полоса PLL лучше давит шумы ГУНа вблизи несущей)


в знаменателе 4pi я там не нашел , а то что на рисунке 4pi - так там и размах удвоенный, а в итоге все равно Vпит/2pi. У массовых чарч памповых крутизна Icp//2pi , но не забываем что такой выход имеет от -Icp до +Icp на интервале 4pi.
для одиночного RS триггера работающего от коротких импульсов по входу - тоже Vпит/2pi , это же видно и на рисунке 93 поста . Не знаю откуда авторы статьи взяли 1|pi . Авторы говорили о монотонности на участке 2pi и вдруг бац "1/pi"

Вообще говоря, есть ФД с крутизной Vпит/pi (например XOR при работе с меандрами), но их чего-то редко применяют, т.к. имеются недостатки. Не будем о них .

Полоса не расчитывается "из устойчивости"...
Всё это верно, в том числе с учётом устойчивости. А устойчивость я выделил, лишь чтобы подчеркнуть, что когда в расчёт полосы закладываются коэффициенты Кгун и Кфд (речь шла о них, хотя, конечно, то же касается и ФНЧ), то условие устойчивости системы обязательно должно учитываться. Возможно, я не совсем чётко высказал мысль, но судя по Вашему ответу, кажется, что в главном Вы со мной согласились. Коэффициенты Кгун и Кфд влияют на подавление шумов ГУН, так как участвуют в формировании полосы пропускания ФАПЧ.

в знаменателе 4pi я там не нашел...
Размах удвоенный. А что такой размах? – это и есть Vпит. Поэтому и получается Vпит/4pi.

Ладно , согласен ! Будь по-Вашему, выбирайте Кгун и Кфд для достойного подавления шумов ГУН , а полоса .... да пусть получается такой как получится.
остаёмся при своих мнениях.
Хотя даже авторы статьи , на которую Вы ссылались , говорили что "K ЧФД =1/2 p " , причем 1-ца , это уровень логической единицы, то есть Vпитания.

Для YIG:
Ответил на Ваше ЛС, но не уверен, что Вы получите, так как не увидел подтверждения об отправке и не нашёл мой ответ в папке отправленных. И вообще этот Форум для меня сплошное шарада-ребус-кроссворд. Свой ответ на Ваше ЛС повторяю здесь.
При ответе tay я пытался воспользоваться Вашей инструкцией, но на третьем пункте «срезался» - не смог найти <кнопку Цитата (выше окна ответа) на образовавшейся пустой строке>. Для меня это оказалось чёрной кошкой в тёмной комнате. Решил не ломать голову, а действовать как и раньше. Потом, когда уже отправил ответ, понял, что эта кнопка спрятана под иконкой. Возможно, что ещё попробую, но в то же время – стоит ли? Тема практически полностью исчерпана, и, думаю, поздно уже заниматься самосовершенствованием в этом искусстве. Но, разумеется, благодарен Вам за внимание к этой моей проблеме.

Всё-таки хотелось бы вернуться к азам теории ФАПЧ - о полосе пропускания и устойчивости. С годами забываю прописные истины, требуется помощь, чтобы кое в чём разобраться.
Прилагаю рисунок. На фрагменте <A> система с RC фильтром. Фильтр включен, например, для того, чтобы избавиться от помех на сравниваемых частотах, или же ёмкость С1 - это просто неизбежный элемент в цепи управления ГУН. Положим, что система с таким фильтром, из-за больного коэффициента усиления, имеет малый запас устойчивости, а то и вообще возбудится, так как в реальном случае непременно имеется ещё скрытая добавочная, хоть и крохотная, но реактивность. Поэтому есть необходимость запас устойчивости увеличить.
Для этого есть два пути, показанные в виде вариантов <B> и <C>. На фрагменте <B> это резистивный делитель, а на фрагменте <C> - пропорционально-интегрирующий фильтр. Возникают такие вот вопросы:
1) При достигнутом одинаковом запасе устойчивости одинаковыми ли окажутся полосы пропускания системы ФАПЧ?
2) Будет ли одной и той же динамика системы? – всё-таки в варианте <C> появилась ёмкость C2, как бы добавившая инерционность системы.
3) Как будет меняться величина ёмкости С2 при изменении отношения R2/(R1+R2)?

Извините, Виталий, не всё понятно. Насколько я понял, Charge Pump (CP) обычно нагружают прямо на конденсатор, так как по своей сути это генератор тока, т.е. ток CP и есть эквивален резистора R1, а его величина, которая является программируемой, и есть один из параметров устойчивости и полосы фильтра ФАПЧ. Поэтому во всех рассчётах основных элементов фильтра ФАПЧ прямым или косвенным образом участвует не номинал R1, а ток CP, так как он является величиной вариативной, а не константой. Как я понял, это особенно важно для устойчивости и качества сигнала широкополосных ФАПЧ.

Конечно, аналогичный вопрос можно было бы задать и о системе, в которой фазовый детектор с Charge Pump, но меня больше интересует случай приведенный на рисунке, так как он ближе к синтезатору PDS. Можно считать, в качестве ФД используется простейший RS-триггер.

Виталий, Вы явно переоцениваете мои возможности. Но раз уж сами напросились… ; подброшу ещё дровишек (как Вы выразились):


Хочу извинится за слово “банальный.” Не банальный, конечно, а далеко не тривиальный. Поэтому, прошу перенести акцент на слово ”по сути,” т.е. в плане ухудшения шумов (т.к. физическое умножение частоты вне детектора, само собой разумеется, отсутствует).


Я тоже, как правило, смотрю на многие поднимаемые здесь вопросы чисто интуитивно, т.к. ни о каком серьёзном анализе не может идти и речи в связи с банальным (вот словечко-то!) отсутствием времени. Вот и сейчас все рассуждения на ходу (точнее на лету).
Тем не менее. Посмотрим чисто интуитивно. Но сначала на другом примере (это такой приём - переключить ход мыслей, когда занимаешься одной проблемой и, что называется, “зацикливаешься”). Рассмотрим классический синтезатор со смесителем в кольце ФАПЧ, но смеситель соберём на антипараллельной диодной паре. Что имеем? Сигнал подставки переключает диодную пару два раза за период. Положительная полуволна переключает первый диод, а отрицательная полуволна переключает второй диод (чем Вам не расщепление фазы на 0 и 180 градусов? Шучу ). Т.е. мы можем применить подставку с половинной частотой относительно использования обычного фундаментального смесителя. Ну и что теперь? Должны ли мы утверждать, что наши шумы улучшатся на 6 дБ? Естественно, нет. Просто умножение частоты происходит внутри самого смесителя.

Возьмём другой пример из соседней ветки (куда менее тривиальный), повторяться долго не буду, детали здесь:

http://electronix.ru/forum/index.php?showt...84312&st=75
"A Self-offset Phase-locked Loop"

Интересно, но серьёзного продолжения этот вопрос не получил, хотя очень многих эта схемка ставит в тупик. Ну, как же, коэф-т деления отдельных делителей гораздо меньше необходимого для классической однопетлевой ФАПЧ! Где подвох? Задачка может быть решена в различных областях: частотной, Лапласа (через передаточную функцию) или во временной. Вот последний вариант я настоятельно рекомендую проделать. Смысл прост. Фазовый шум в делителях (и других цифровых устройствах) можно описать как джитер на переходе из одного состояния в другое. Т.е. условно говоря, каждый фронт/спад вносит свою лепту в общий фазовый шум. А теперь попробуем нарисовать временную диаграмму для этой схемки. Окажется, что у нас фронты/спады от двух делителей врезаются друг относительно друга (опять же, чем Вам не расщепление фазы ) и в итоге приводят к возрастанию шума по всё тому же 20logN закону. Можно сказать, что происходит такое вот, в некотором смысле, дробное деление (сигналы-то коррелированные).

А теперь можно продлить аналогию и на Ваш метод. Повторяю, это на чисто интуитивном уровне. А не на интуитивном Вам поможет всё это прокрутить Тау. Вообще его комментарии заслуживают уважения – вот так, без долгих дискуссий, чётко и по существу. Профессионально. Видите, Виталий, сумейте только заинтересовать, что называется, “зацепить” своим энтузиазмом, найдутся люди и промоделировать, и промакетировать Ваши идеи.


Тау, Вы проделали большой объём работы со всеми этими примерами. Не могли бы Вы кратко подытожить результаты? Какое Ваше мнение по поводу шумовых/ПСС свойств данного метода?

Да, конечно, был бы рад, признателен и обязан Тау, если бы он взялся за это дело.
Я пытался разобраться в этом, рисовал множество временнЫх диаграмм, но мало из этого толку. Вот, например, прилагаю рисунок “32-11”. Это для случая q=32; R=11; C=8, где показаны все 32 фазы. Но это только для того, чтобы перейти к рисунку “1-2 and 1+17”, на котором показано как суммируются помехи от неточностей соседних разрядов (1 и 2) и как бы «противофазных» (1 и 17). Уровни неточностей условно выбраны равными 1. Результаты расчетов спектра сведены в таблицу. Там приведены спектры, когда неточности соседних разрядом противоположны по знаку, а неточности противофазных разрядов совпадают по полярности. Там же для сравнения приведен спектр погрешности одного разряда (все разряды одинаковы, не считая постоянной составляющей, и только сдвинуты по времени относительно друг друга). В первом случае величина первой гармоники уменьшается на 4,7 дБ (по сравнению с одним разрядом), а во втором - вообще отсутствует. Но это частные случаи, которые я привёл лишь для того, чтобы показать, что погрешности так просто, арифметически не суммируются. Требуется статистический подход, с учётом вероятностного распределения неточностей по разрядам. В общем, надо было бы подключать «тяжёлую артиллерию» типа Тау.

Вся надежда на Тау, - я и раньше писал уже об этом.
Спасибо, Александр, что стимулируете обсуждение этой темы.

работа от ФД с выходом по напряжению и простейшими RC цепями фильтра страдает недостатками - нельзя получить "приличную" в смысле ФАПЧ передаточную характеристику. Применялись такие фильтры с "ФД по напряжению" на заре ФАПЧестроения, когда не особо заморачивались с фазовыми шумами, а "лишь бы работало". Основной недостаток - снижение Kфд на нулевой частоте (отстройке) и плохое подавление шумов ГУНа в петле на малых отстройках. Для ознакомления с методами улучшения фильтров после "ФД по напряжению" есть смысл почитать Манассевича, где он про это пишет.


мнение насчет PDS у меня примерно следующее:
Положительные:
Повышенные частоты сравнения могли бы позволить реализовать экстремально быстродействующую петлю и достичь более высоких скоростей перестройки,
в специфических системах. Если бы это был ЧФД
Отрицательные:
Повышенные частоты сравнения в PDS по шумам выигрыша не дают из-за эквивалентного снижения крутизны ФД при прочих равных условиях.
Фазовая характеристика детектора по принципу из PDS имеет для одного и того же выхода (частоты) разные участки с отличающейся крутизной. Это может спровоцировать захват в петле с уровнем шума на выходе, меняющимся от случая к случаю. Это , имхо, самый существенный недостаток структуры PDS.

По шуму обыкновенный ЧФД пока выигрывает у PDS по приведенному шуму для несущей ниже 1 GHz. Сравним -140-150dbc/Hz для "обычного" ЧФД в фракциональном режиме и частоте сравнения порядка 100M и -126 dbc/Hz (110nV/Hz) для ЦАПА по аналогии с DDS типа AD9912.
Этот шум ЦАПА PDS , пройдя через ФНЧ и ГУН появится на выходе в виде фазового шума с уровнем -123 dBc/Hz +-6dB. ( для этого считаем действующую девиацию фазы θd в полосе 1 гц разделив 110 нановольт на крутизну 2V/8pi . Восьмерка в знаменателе взята из-за пониженной крутизны PDS. Полученную девиацию пересчитываем в уровень ф.ш. как 20LOG(θd/2) )

Опуститься ниже по шумам возможно только за счет улучшения качества работы ЦАП, например снизив шум выхода АЦП ниже 10nV/Hz, что , имхо, маловероятно . Но если удастся сделать резисторную матрицу и триггеры выше 1 GHz с шумом менее 100nv/Hz при размахе 2 вольта, то у PDS появится преимущество.

Спуры будут, но пока их анализ для меня непрозрачен. Субгармоники частотой ниже частот сравнения возникнут из-за неодинаковости номиналов резисторной матрицы и фазовой "несимметричности" внутри и снаружи фазорасщепителя.
Субгармоники могут возникать ниже любой из двух частот сравнения в 10 и более раз, конкретные значения , имхо, определяются как отношение наименьшего общего кратного для R , С и Q коэффициентов , делённому на R или С ( смотря какая частота берется для вычисления спура).
Например для Q=32 R13 С=15 низкочастотный спур можно ожидать на частоте в 416 раз меньше чем частота по входу C. Такие субгармоники могут попасть в полосу PLL , если она будет широкой.

Имеется ввиду тот факт, что частота сравнения ограничивает полосу пропускания на уровне 10-20% от первой?

Да... Это согласуется с нашим чисто интуитивным восприятием. Вот отсюда и такое недоверие – покажите это в макете!


А это то, о чём говорит Виталий: ”Нужна реализация в виде IC,” и то, что отвечают ему вослед: ”Ищите специализированный ЦАП.”

Ну что ж, мы сделали виток и поднялись на уровень выше в понимании этого метода (Тау, Вам отдельное спасибо!). Далеко не тривиального, отдадим должное Виталию. Что теперь? Будем ждать результатов от ADI (я надеюсь, что Виталий будет держать нас всех в курсе) или всё же поговорим о возможной реализации на дискретных элементах?

Я не буду возвращаться к своим постам и повторно обосновывать преимущества дискретных решений, а лишь только скромно добавлю, что упование на интегральное решение лишь отбрасывает развитие этого метода назад, оставляя призрачную надежду на реабилитацию в случае отрицательного результата. Быстрое и гибкое развитие метода возможно только в новом дискретном решении, в котором будут учтены все критические замечания и идеи, прозвучавшие в теме. Иначе это всё может закончиться бесперспективно. Понятно, что Виталий уже не может продолжать такую работу, но у других участников руки вроде бы никак не связаны. Я, например, вижу эффективность реализации этого метода пока только в узкополосных приложениях, где он будет сопоставим с DDS как по скорости, так и по шумам, а по спурам может очень сильно выиграть. Так это или не так, могло бы показать только дальнейшее дискретное макетирование. Хотя в душе надеюсь, что я всё-таки ошибаюсь и интегральное решение от ADI даст лучшие результаты, чем те, которых удалось достичь в макете.

Мой вопрос пока что не о том, какой детектор лучше. Об этом поговорим, возможно, позже. Это зависит от полученных ответов на поставленные вопросы. Сейчас неважно, какой детектор. Пусть он будет ЧФД с накачкой. Тогда можно считать, что R1 – это его внутреннее сопротивление. От этого суть вопросов не меняется.

Вы имеете ввиду ЧФД с накачкой? Такого нет. Но частотный детектор в PDS синтезаторе всё же используется, только устроен он по-другому. Подробно об этом в статье:
http://narod.ru/disk/33816337001/Article-2%20in%20MPD.pdf.html
Собственно данная тема и начиналась с обсуждения этой статьи.

Крутизна характеристики ФД в PDS не зависит от частот сравнения, от их повышения или снижения. Просто относительно U/2pi она в q/R ниже. Типовое значение крутизны – U/8pi, что в 2 раза ниже, чем у ЧФД с накачкой. Однако же это не будет иметь существенного отрицательного влияния на шумы, благодаря чрезвычайно низким шумам ЦАП (об этом см. ниже).

Ложные захваты исключены, благодаря наличию частотного детектора (см. ссылку на статью выше). Частотный детектор (там он называется Search Circuit) вводит систему в средину характеристики ФД, и только после этого включается петля ФАПЧ.

Говорите о ЦАП, а ссылаетесь на синтезатор. Там кроме ЦАП, ещё до него, есть много чего, способного шуметь. И характер шумов чисто «синтезаторный» - наибольшие у несущей и спадают с увеличением отстройки. А шумы собственно ЦАПов, как пример, приведены в прилагаемой таблице. Они практически равномерные в широкой полосе и, в противоположность шумам синтезаторов, увеличиваются (незначительно) с повышением частоты. Их порядок -160 dBm. Пересчитал на напряжение на 50 омах, - получилась ничтожная величина. Цифру не называю, - боюсь ошибиться. Пожалуйста, подсчитайте сами.

Сомневаюсь в корректности подсчётов (причина - см. выше).

Шумы ЦАП и так достаточно низкие. Об этом опять-таки см. выше.

Да, это верно, и это главная тема во всех моих статьях.

Всё верно. Поэтому-то я и обращаюсь к Вам с просьбой, не смогли бы Вы смоделировать PDS с учётом амплитудных и временнЫх неточностей всех разрядов ЦАП (см. предыдущее моё сообщение на форуме)? Пока что я имею программу для расчёта спектра с учётом неточности только одного разряда (см. пример на прилагаемом рисунке).

Да.



Зачем ждать. Это будет всё равно либо "первый блин комом", либо образец, требующий усовершенствований, доработок и т.п.
Уже сейчас Vitaly_K и его соратники могли бы подумать над тем, как довести структуру своего ФД (из PDS) до функционала Частотно-Фазового детектора, т.е. без тех "примочек" что описаны в статьях по поиску частоты. Мне кажется это возможным. Это бы дало новый толчок развитию темы и возможно сильнее заинтересовало бы потенциальных разработчиков чипа.

Чем Вам не нравятся эти «примочки»?

Не считаете ли возможным заменить RS-триггеры (как парциальные детекторы) на сумму ЧФД (32 штуки) с общим для них ФНЧ?

однозначных и предельно простых ответов на Ваши вопросы я не знаю, потому что не могу кратко сформулировать. Например , Вы пишете "Пусть он будет ЧФД с накачкой. Тогда можно считать, что R1...."
если ЧФД с накачкой и токовым выходом , то R1=∞ и третий вопрос сразу закрывается. При этом передаточная функция фнч "идеализируется под оптимальную в смысле ФАПЧ " . Для не токового выхода ставится трансимпедансный усилитель , совмещенный с ПИФ. Так неспроста делают в скоростных ФАПЧах , где дифференциальные выходы ФД нагружены на низкоомные резисторы (для повышения быстродействия). Вам от этого не уйти, если хотите сделать хороший скоростной фапч. имхо.

я в курсе, но это вынужденное решение, надеюсь что может быть найдутся получше.

в 4раза (8pi/2pi)=4 . Это 12 децибел .
Чрезвычайно низкие шумы надо еще умудриться получить. Чем выше частота тактирования ЦАПа , тем сильнее сказываются фазовые шумы тактирования на шум на выходе.

А вот и не исключены. Частотный детектор макета не может повлиять ни на что кроме частоты предустановки. Поключившийся ФД вместо ЧД встанет на любой произвольный участок фазовой характеристики, если для данной частоты их более одного с нужным знаком наклона.

Ну да, аж на 12 дБ (16 раз по мощности) выше уровня тепловых шумов. Если у них (AD) так все хорошо с ЦАПами, что же они такие (из ЦАП) токовые переключатели ,каждый из которых шумит еще меньше (аккурат как резистор ) , не поставят на выходы своих ЧФД, резко улучшив параметры ЧФД ? Что-то я не понимаю в этой жизни .

что вижу про то и пишу

когда будет время (много) , могу попробовать , применительно к выходу ЦАП, далее уже по формулам до выхода ГУН. Напишите желаемые массивы точностей по резисторам и задержек переключения триггеров в процентах\долях от периода входной частоты.

неэстетично.

считаю вероятно возможным, только не просто на сумму ЧФД и даже не на сумму , а как-то иначе.

За 20 лет работы с макетами PDS не встретил ни единого ложного захвата. Могу прислать Вам плату октавного синтезатора, описанного в статье, если получу на то разрешение моего партнёра. Тогда сможете сами в этом убедиться.

Т.е. Вы считаете таблицу о шумах от ADI фальшивкой?

0,1%

Честно говоря, особого восторга относительно применения ЧФД с накачкой я не испытываю.
Во-первых, потому что там характеристики ФД и ЧД жестко связаны, их нельзя задавать по отдельности, и, следовательно, оптимизировать под конкретную задачу. Поэтому я и задавал вопрос о характеристиках системы с разными вариантами фильтров при разных коэффициентах усиления.
Во-вторых, и это главное, уж очень малое быстродействие такого ЧФД. Приведу пример из переписки с Mark Cloutier, ведущим разработчиком синтезаторов в Hittite. Вот что он ответил на мой вопрос на сколько малый коэффициент деления в петле может быть достигнут – суть как высока может быть частота сравнения в ЧФД в синтезаторах Frac-N-DSM (Could you, in principle, lower the value of N in order to increase reference e.g. up to 200 MHz?):
In principle yes, in practice the maximum modulator frequency over temperature is rated at 70MHz. Phase detector is rated at 140MHz in integer mode.
The problem is the best SNR comes from higher currents and the higher currents are difficult to switch on and off accurately at high speed.
Higher switching leads to more non-linearity. Also as the PFD rate gets fast the division ratio gets smaller, hence when the fractional divider changes the phase steps are larger. Larger phase step changes are more non-linear. Non-linearity causes harmonics of the delta sigma spectrum which in turn alias back into the pass band of the charge pump. This is the main reason why a very high frequency fractional comparison rate is very difficult and not often used.
70 МГц – вот и все возможности ЧФД с накачкой. Согласитесь, цифра не очень-то вдохновляющая.

Можете ли сформулировать вопрос к ADI по поводу фантастических шумов их ЦАПов? Вы наверняка больше в этом понимаете, чем я. Я переведу на английский и в понедельник отправлю их ведущему разработчику ЦАПов.

Маркетинговым ходом

ЧФД - эта штука не обязательно "с накачкой". Это не синонимы.

поясните пожалуйста, что Вы имели ввиду под "оптимизацией под задачу" , на примере такой оптимизации и как она реализуется в PDS, т.е что хорошего этим достигается.

1300МГц у ЧФД HMC698 - малое быстродействие ?

140МГц если быть точнее.

Вопросы:
почему в таблицах и графиках для AD9736 параметр NOISE SPECTRAL DENSITY (NSD) указан без уровня и частоты сигнала основного тона?
AN-928 на этот вопрос не дает ответа, может быть NSD измеряется в режиме "без тона" на выходе?
Какой уровень NSD на частотах ниже 40 MHZ, например на 10kHz ?

А ведь предельную частоту PD или PFD можно поднять ещё выше, если использовать СВЧ-логику от Hittite.
И тут уже для большинства приложений встанет вопрос: А зачем? Ответ: для экстремально крутого синтеза.
Рискну предположить, что PLL Александра Ченакина с умножением в цепи ОС построена на подобном PFD.

Ложные захваты исключены, благодаря наличию частотного детектора. Он вводит систему в средину характеристики ФД, и только после этого включается петля ФАПЧ.
Посмотрите на картинку в сообщении 133, которую Вы получили для случая, если не ошибаюсь, q=16; R=C=3. Мысленно проведите прямую линию через середину характеристики ФД. Вы увидите, что те «ложные» участки, о которых Вы пишите, находятся на достаточном удалении от этой линии, и потому захват на этих участках невозможен. Случай, приведенный Вами в сообщении 111, нерабочий (Вы назвали его «подарочком» для меня). Он для q=16; R=C=5. Если на той картинке провести упомянутую линию, то ложные участки соприкоснутся с нею, т.е. ложный захват возможен. Похоже, что предельным случаем при q=16 будет, когда R=C=4. Вы можете это проверить на своём симуляторе. Соответственно, для q=32, которое в наших макетах, это R=C=8. Мы эту границу не переходили и потому ложных захватов не наблюдали.

На этот вопрос смогу ответить после того, как получу ответ на свой вопрос о сравнении систем с ЧФД и RS-триггером при одинаковых запасах устойчивости (см. моё сообщение 156).

И откуда у Вас такая информация? Хотя догадываюсь, – Вас вводит в заблуждение эта цифра потому, что она названа у них как Reference Input Frequency. Но это отнюдь не частота сравнения в ЧФД. Это вход на делитель частоты, после которого поделённая частота (те же 70-140МГц в пределе, которые называл Mark Cloutier) поступает на ЧФД. Там скромно упоминается частота 100 МГц. Вот это она и есть.

Точнее всё-таки 70 МГц. 140 МГц – это при целочисленном ДПКД, т.е. для синтеза крупной сетки. Такое мы здесь не обсуждаем.

А уж если быть совсем-совсем точным - то 125 МГц для HMC983LP5E

Ну что же. Действительно схема суммирующего усилителя PDS заставляет (в идеале) работать ФД на серединке его характеристики. для многих сочетаний R C Q это не разрешит ложного захвата. Но для всех ли сочетаний так будет - уверенно подтвердить не могу. Надо все сочетания проверять.
Для Q=32 очень жаль не использовать R и C в диапазоне 8...16 , ведь резко сужается набор дробных коэффициентов умножения в петле.

На ЧФД Ref поступает в этой микрухе без предделителя . Подав 7GHz на вход Fin при минимальном коэффициенте деления 12 на ФД со стороны VCO приходит 583 MHz и микросхема просто обязана там работать.
Кроме того HMC440QS16 при частоте VCO 2600M (допустимо 2800M) N=2 REF=1300M (частота сравнения) тоже обязана работать по даташиту и нескромно упоминается частота 1280 на одном из графиков для шума.
Обе микросхемы ЧФД , хоть и без накачки.

А неважно, была по ходу затронута возможность использования принципа ЧФД , а накачка или её имитация - дело наживное, только не по схемам фильтров A B C Ваших рисунков.

1)для одинакового запаса устойчивости (в градусах Phase margin ) полосы пропускания ФАПЧ могут различаться, в общем случае.
Применительно к рисункам В и С можно сделать одинаковую полосу PLL при разном запасе устойчивости. И наоборот также ! - разные полосы и одинаковый запас . И третий случай интересен - и полосы и запасы одинаковые , а крайним окажется худший по шуму вариант B

2) Динамика в линейной области ФД определяется полосой PLL в основном. Но Вас ФД в скорости перестройки мало волнует, как я могу предположить, поэтому динамика от ЧД для схем B и С может различаться при одинаковых полосах , для B она может оказаться выше чем для С.

3) если R1<< R2 то соответственно - никак. Если R1>>R2 то R2C2 определяет "полезный" нуль в передаточной функции ФНЧ, который обычно располагают ниже границы петли PLL раз в 2...5 (в зависимости от желаемого запаса устойчивости.

Почему Вы решили, что REF поступает на сам ЧФД без делителя? Посмотрите внимательней на схему чипа. В ЧФД входит делитель частоты, управляемый со входа NREF. И нигде в описании и слова нет о возможности работы именно самого ЧФД на таких вот частотах, как Вы подсчитали.

Опять-таки, откуда Вы всё это берёте? Разве ж там сказано, что при частоте VCO 2600 МГц можно использовать коэффициент N=2 при REF=1300 МГц? Ничего подобного там нет. Так же, как и для HMC698, скромно упоминается частота 100 МГц – это и есть (или около того) достигнутая частота сравнения на ЧФД. У них в ЧФД входит делитель частоты. Возможно, это и сбивает с толку? Похоже, что это и есть, как Вы удачно выразились, маркетинговая хитрость. К тому же этот чип для INTEGER-N SYNTHESIZER, т.е. не наш «профиль».

Не понял, какая связь между предельными частотами для ЧФД и схемами фильтров А, В и С?

Приветствую всех!

В первую очередь хочу поблагодарить всех участников за интересное обсуждение.

Ну, а теперь хотелось бы задать вопрос который не понятен мне...как я понял из обсуждения PDS позиционируется в том числе, как замена ЧФД+ДПКД в F-N-DSM синтезаторе, способная решить проблему повышения частоты сравнения.

Когда я экспериментировал с F-N-DSM синтезом сам убедился насколько важна линейность ЧФД. Поскольку в PDS синтезаторе присутствует ЦАП (тот, что подсоединен к MSB части) можно утвержать, что он потенциально нелинейный, причем в традиционных CP-ЧФД основная нелинейность в середине х-ки, в ЧФД на базе XOR на концах х-ки (это позволяет ее исключить из рабочей области или минимизировать влияние). А вот в PDS, ИМХО, нелинейность будет присутствовать на всей х-ке (как по причине ошибок ЦАП, так и по причине неидеальности цифровой схемы). В связи с этим меня не покидает мысль, что вариант PDS-DSM в реальном мире не даст ожидаемого эффекта (по тем же причинам, что описал Mark Cloutier с повышением частоты сравнения традиционного F-N-DSM синтезатора)... Обычный PDS в дробном режиме, ИМХО, тоже будет страдать от этого.

Не поймите, меня неправильно - мне нравится сама идея и упорство автора, но вижу потенциальную проблему - х-ки синтезатора будут сильно зависеть от точности аналоговых цепей - а ведь F-N-DSM технология была революционной именно в исключении этого влияния - и в этом плане не будет ли PDS шагом назад (может конечно я и не прав - тогда извиняйте - для меня синтезаторостроение дело любительское )?..

Удачи!

А это ничего , что на странице 9 схема "Evaluation PCB" имеет заземленный через конденсатор вход NREF ?
Вас это не смущает? Какой, по Вашему, задается предделитель для REF при помощи ёмкости С9 номиналом 1000pF ?
Ну а без шуток -> NREF это просто инверсный (negative) вход дифференциального двухпроводного входа референсной частоты.

Спасибо, что присоединились к обсуждению.
Во-первых, вариант PDS-DSM не основной и здесь не обсуждается, хотя и он имеет преимущества по чистоте спектра и быстродействию по сравнению с Frac-N-DSM. Здесь идёт разговор о варианте просто PDS, без DSM, его преимущества особенно значительны.
Во-вторых, по сути Вашего вопроса. Разумеется, неточность ЦАПа – основная причина помех на выходе синтезатора. Взгляните на прилагаемый рисунок, на котором показаны интегральные шумы PDS и Frac-N-DSM в сравнении. ЦАП в PDS имеет неточность 0,1% в одном из MSB разрядов (это норма ADI). При полосе ФАПЧ, например, 5 МГц, выигрыш 2 порядка. Вы можете резонно возразить, что это же только один разряд неточный. Тогда давайте представим, что 16 разрядов имеют такую же неточность (если все 32, то ЦАП окажется совершенно точным). Случай, конечно, нереальной, но и тогда выигрыш оказывается в пределах порядка. Тут Тау как-то намекнул, что попробует, если время позволит, смоделировать PDS c ЦАПом, в котором погрешности в разрядах распределены ближе к реальности. Также жду результатов моделирования в ADI. Тогда будет больше ясности.




Да, тут Вы правы. Каюсь. Там делитель только в сигнальном тракте. Однако же это ничего по сути не меняет. Нет там никакой информации, что частоты сравнения в PFD этих чипов могут быть 583 или даже 1300 МГц. Тогда бы это преподносилось совсем по другому, типа Breakthrough! или что-то в этом роде. Много шума было бы вокруг этого, это же американцы. Как спадёт вал вопросов ко мне на этом форуме, спрошу у Марка о деталях. А сейчас только и занимаюсь перепиской здесь, отбиваю атаки.
Не понял, почему так получилось, что в моём сообщении оказались ответы двум разным адресатам. И рисунок перескочил не туда, где он должен быть.

Собрался сочинять вопрос для ADI по поводу шумов DAC и сразу же возникли вопросы к Вам:
1. Частота сигнала основного тона в таблице указана. Зачем об этом спрашивать?
2. Что такое AN-928? Не хочется тратить время на "раскопки".

Наверное это http://www.analog.com/static/imported-file...otes/AN_928.pdf ?

если Вы считаете что фраза из таблицы "fOUT = 50 MHz" говорит о том, что на выходе присутствует тон 50MHz а шум меряется где то поблизости или вдали от него, то Вы ошибаетесь. По методике в AN-928 на частоте измерения ставится полосовой фильтр и МШУ при необходимости , и смотрится просто шум на этой частоте . Где при этом находится тон , и вообще есть ли он как таковой вообще , ничего нигде не сказано !
Это наводит на подозрения. Да и термин NSD они сознательно не расшифровали на 17 странице даташита. Неспроста...

Чтобы поставить точку в разговоре о быстродействии ЧФД от Hittite прилагаю таблицу характеристик их микросхемы HMC984LP4E. Это именно сам ЧФД, и, конечно же, тут разработчики выложили все свои возможности. В итоге типовое значение рабочей частоты, при котором они могут гарантировать уровень спуров, - 50 МГц. Предельное значение несколько выше, но что при этом творится со спурами не сообщается. Но в общем картина ясна, и нечего ещё выяснять у разработчиков, незачем отвлекать их от дела.

Ничего я не считаю. Просто вижу fout и спрашиваю что это такое, разве не тон? Вы бы лучше дали ссылку на AN_928.pdf, чтобы я не тратил время на его поиски. Для Вас это минутное дело, а я вот уже час потратил безрезультатно. Шаманъ патался помочь мне (спасибо ему), но его ссылка не работает. Даже на запрос в укороченном виде, как http://www.analog.com/static/, получаю в ответ Directory Listing Denied.

Не хотите - как хотите.
У меня другая картинка есть.


У меня его ссылка работает , сразу. Видимо Ваш провайдер с америкой плохо дружит.
на всякий случай вкладываю и AN_928 (там посмотрите на стр 11-14)

Виталий, возьмите, пожалуйста, AN_928 и не мучайтесь. Ну и скачайте, нормальный браузер, Mozila FireFox, например, а то так и будете через пень-колоду со своим IE мучиться.Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Ваша картинка опять-таки про синтезаторы, мы это уже обсуждали. А ЧФД в этих чипах всё тот же. Я привёл его характеристики, когда он выполнен в виде отдельной микросхемы HMC984LP4E, и потому они (эти характеристики) говорят однозначно о его возможностях.



Скачал, спасибо.

Опять то же самое. Не понимаю, как это получается, что два моих ответа разным адресатам и сделанные в разное время оказываются в одном, вот в этом моём сообщении.

Да у меня Опера с самыми последними обновлениями. Вы считаете, что Mozila FireFox лучше?

Вот этот рисунок мне и не дает покоя

Правда возражения будут другие... Мы сравниваем F-N-DSM синтезатор и PDS синтезатор с ЦАП подключенным к LSB - т.е. в PDS варианте мы компенсируем шумы/спуры возникающие из-за наличия "LSB части" (дробного Кд) с помощью ЦАП, а в варианте F-N-DSM компенсации не происходит - происходит перераспределение плотности шума по спектру. Чувствуете разницу - в таком сравнении F-N-DSM синтезатор никогда не победит (хотя в реальном мире, где нас будет интересовать в основном участок в левой части спектра, исход, ИМХО, не очевиден - как минимум нужно добавить кол-во аккумуляторов и их разрядность ). Но, вспомним, что есть вариант F-N синтезатора эквивалентный рассматриваемому PDS (в смысле технологии подавления шумов в следствии дробного Кд) - синтезатор с одним аккумулятором и ЦАПом (который компенсирует фазовую ошибку точно также, как в рассматриваемом PDS). В таком сравнении для меня исход не очевиден.


А вот это наводит меня на мысль - при дробном режиме на выходе сумматора будет множество субгармоник опоры и ГУНа, причем они промодулируются шумом, а потом, в следствии нелинейности х-ки, дадут интермодуляционные компоненты. Это все безобразие может восприниматься как увеличение шума. В целочисленном режиме продуктов интермодуляции не будет, а субгармоники сами по себе вряд ли попадут в полосу петлевого фильтра, а если и попадут создадут на выходе дискретные компоненты, а не шум.

Странно, Opera, и не работает??? Mozila FireFox всё равно много лучше! Одна проверка орфографии чего стоит: при редактировании ткнул меня носом, что надо писАть не "мучаться", а "мучиться"! AN_928 я спокойно дважды открыл по ссылке Шаманъа.

согласен
не понял, к чему добавить, в PDS или F-N-DSM? Очень удачное сравнение. В F-N синтезаторе один аккумулятор, а в PDS их 32. Вот в этом и выигрыш. Количество аккумуляторов можно увеличивать, если позволит технология, - соответственно возрастёт и выигрыш.Это верно, всё зависит от ЦАП. Нужна программа (математическая модель) для расчёта спектра PDS с учётом характеристик ЦАП.
За вопросы спасибо.

Положим, что в системе с ЧФД используется RC-фильтр с частотой среза 1 МГц, а коэффициент передачи разомкнутой система на этой частоте равен 1000. Чтобы обеспечить достаточную устойчивость системы, не теряя перекрытия по частоте, есть только один путь – использовать пропорционально-интегрирующий фильтр (ПИФ), как показано на рисунке <С> в сообщении 156. Будем считать, что достаточно снизить упомянутый коэффициент до 0.5, чтобы устойчивость была удовлетворительной, и тогда потребуется ПИФ с параметром (R1+R2)/R2=2000. При этом ёмкость С2 может оказаться значительной.
В случае PDS можно просто уменьшить передачу от ФД в то же число раз с помощью резистивного делителя, без включения ёмкости, как это показано на рисунке <B>. На перекрытие по частоте это не повлияет, так как оно обеспечивается отдельной схемой частотного детектора. Конечно, случай скорее абстрактный, и приведен лишь для того, чтобы рассмотреть вопрос в принципе.
А вопрос состоит в следующем. Одинаковы ли будут в этих случаях динамические свойства двух этих систем ФАПЧ? Всё-таки в первом случае включена ёмкость, которая может отрицательно повлиять на динамику.
Я пока ничего не утверждаю, а только хотел бы разобраться.

Если под "динамикой" Вы подразумеваете скорость перестройки, то с ёмкостью будет медленнее чем без неё. Но без ёмкости возрастут внутриполосные шумы ГУНа недодавленные "плохим фильтром" . Причина проста - шумы Гуна имеют обыкновение расти круче чем 20дб/дек в полосе фильтра в сторону уменьшения отстройки. А подавление будет только 20 дБ/дек для них в варианте фильтра (B ) Ваших рисунков. Потому может получиться ( а может и нет при идеально нешумящем Гуне ) такой график шумов как во вложении.




И ЧФД разные , по разной технологии и 439 микросхема - не синтезатор а чистейшей воды ЧФД и даже без всяких предделителей по обоим входам!

Это всегда так, когда прошло менее 2-х часов между сообщениями и при этом если никто не отвечал, то сообщения одного автора "объединяются". Фича.

Спасибо, подумаю, попытаюсь осмыслить.

А о чём мы говорим, разве не о ЧФД в чистом виде? Поэтому я и привёл пример микросхемы, в которой именно и только ЧФД, чтобы не сбивали с толку высокие частоты в микросхемах синтезаторов, типа 1300 МГц, которые подвергаются делению, прежде чем попадают на ЧФД.

Понял, спасибо.

И еще во вложении рисуночек. Для размышлений. ( готовлю модель для анализа спур.)
R=13 C=15 Q=32. (почти синус однако - влияние кольца при больших R,C)

На С подавалась с периодом 1.5 мкс (666.666 кГц) на R 1.301мкс (768.639 кГц) . при 1.3 мкс частота =769.230 кГц
Разностная 769.230-768.639 = 591 Гц , период разностной 1.69 миллисекунды

Рисуночек, конечно, интересный, но непригодный для практики. Мы же договорились не переходить границу (R+C)/Q=0.5. В противном случае возможны ложные захваты, что и подтверждает эта картинка.

Очень этому рад.

Не использовать 0.5<(R+C)/Q<1 это преступление против PDS . В 4 раза снижается полезная "целочисленная" дробность без подмеса DSM .
ложные захваты можно побороть логикой. Так как при ложном захвате или "неправильных" последовательностях фазорасщепителя их наверное можно как-то "вылущить" и сбросить, принудительно переводя ФД на "рабочий" участок. К тому же это можно совместить с функционалом частотного захвата (не того что сейчас в PDS, а по аналогии с ЧФД, не 1:1 схемно ,конечно).

К F-N-DSM конечно. Когда я экспериментировал с такими синтезаторами наилучшие результаты получались при 3х или 4х аккумуляторах по 32бит. Правда дизайн не был слишком широкополосным (полоса петли была примерно 1% от частоты сравнения).