Драйвера я использую эти (под Win8 64бита работают нормально): http://support.creative.com/downloads/down...ownloadId=11801

Для остального напишите мыло в личку.

Добрый день!
Кто-нибудь имел опыт по построению синтезаторов дифференциального сигнала с произвольной разностью фаз, как на рисунке? Подскажите пожалуйста по рассчету стабильности петли ОС по фазе, как добится ее устойчивости. И еще одна проблема- подчиненная петля имеет больший фазовый шум, чем ведущая. Можно ли каким -нибудь образом выровнять фазовые шумы в обеих петлях?

Можно гонять сдвиг фазы 0-180*?
главная мысль?

Угу. Притом в точно известном месте на СВЧ разводке можно получить и 180 градусов, и 0 и 90 в зависимости от потребнойстей, и скопменсировать разбег фаз в монтаже или кабелях возможность есть.
Только у меня еще боле накручено, чем в этом патенте keysight на источник возбуждения для true differential VNA- ро обеим каналам стоят строб- смесители и на ФД сравнения фаз идет сигнал на ПЧ.
Ну и к сожалению вся эта бодяга сходит с ума. На ADF4351 вообще адекватной работы получить не вышло, т.к схема автовыборки диапазона VCO сошла с ума. На МАХ2870 работает, но схему подстройки фазы пришлось делать отключаемой на период самокалибровки. Хотелось бы схему заставить работать с ADF5355. А вообще то нужен октавный диапазон перестройки с любым вменяемым VCO. Наилучшим решением был бы двухканальный ЖИГ генератор с двумя сферами с общей магнитной системой и отдельными ФМ катушками на каждую сферу. Но такого чуда найти не удалось. Разве что двухканальный ЖИГ фильтры передывать в генераторы.

Дык у нас VCO раньше был ЖЫГ ом.
С него и спрос.

в верхнем синтезаторе 200 сделайте аналогичный сумматор 250 перед фильтром, но с инверсией по входу.

устойчивость должна быть если полоса внешней петли порядка на 2 будет уже петли каждого 200-го синтезатора и фильтрующее звено 1 порядка (запас 90) . Полезно ограничить размах сигнала коррекции фазы лимитером с выхода 318 на величину ограничения 2..3 раза от размаха ФД (230) деленного на N (N- коэфф деления ДПДК)

Спасибо, как то не догадался до такого простого решения.

А вот про полосу внешней петли- это плохо. Синтезатор этот свипирующий, в идеале стоит на точке несколько миллисекунд, потом перестраивается на следующую. Если фаза будет устаканиваться настолько долго, то скорость свипа следует чрезмерно замедлить.
тау, встречались ли Вам адекватные модели переходных процессов в таких сложных петлях? Интересует моделирование переходного процесса как при малой перестройке (следующая точка свипа) так и через весь диапазон. Немогу понять, как в модели вставить начальный случайный разбег по фазе и запустить моделятор в режиме монте-карло по начальной фазе.
ЗЫ. Подскажите, возможна ли в синтезаторах на базе MAX2870 или подобных схема оффсетного синтезатора с оффсетом по опорной частоте? Т.е выход синта делится встроенным делителем, смешивается с сигналом от генератора малого шага и после фильтра идет в канал опорной частоты? Понимаю, что извращение, но по другому на этих микросхемах невыходит, т.к нет доступа к внутренностям синта.
ЗЫ2. По поводу переделки ЖИГ фильтра в ЖИГ генератор. Видел извращение, где на вход фильтра прикрутили диод Гана и получили вполне неплохой генератор. Вот только связываться с прожорливыми диодами Гана нет желани. Можно ли что то подобное на транзисторе изобразить? Т.е транзисторный модуль прикручивается к штатным SMA разьемам фильтра и получаем генератор? Можно еще нагородить цепь обратной связи с выхода фильтра на вход, но это усложнит конструкцию и я слабо представляю рассчет фазовой задержки в такой петле.

1)нет , не припомню.
2)моделирование перех процесса можно изобразить. При большой нужде , если бы меня "заставили" , построил бы т.н. непрерывную модель в спайсе. это вполне осуществимо имхо, причем можно тогда и случайный разбег по фазе в виде элементарного источника напряжения случайной величины (из диапазона )на входе эквивалента ЧФД учинить. но это ж лениво .

Я так понимаю что подчиненная петля имеет больший шум в области полки петли, там, где шумы определяются вносимыми шумами ЧФД? Соответственно шумы ЧФД первой петли паподают в полосу петли обеспечивающей подстройку по фазе и повышают общий уровень полки ведомой петли.

Вижу два варианта решения:
1. Сузить полосу петли настройки фазы до полосы, в которой преобладают шумы опоры. Это, как сказано выше, вероятно, поможет решить проблемы со стабильностью.

2. Построить обе петли так, чтобы шумы ЧФД не попадали на выход, а их место занимали шумы опоры, которая общая для обоих петель.

Спасибо за ответы, пока отложил эту схему, т.к требует более глубокого подхода.
Сделал широкополосный управляемый фазосдвигатель по мотивам http://scholarworks.sjsu.edu/cgi/viewconte...text=etd_theses.
Взял двухканальный ЖИГ фильтр двухсферный, который планировал в генератор переделывать и положил туда обмотку дополнительную, свернутую 8-кой, т.е две сферы одного канала строятся вверх по частоте, а две-вниз. ФЧХ соответсвено сдвигается и разность фаз между каналами постоянна.
Сплиттер на входе фильтра разделяет обычный гетеродин на два канала. На выходе- два гармониковых смесителя дают информацию о разности фаз на катушку управления.

За одно и вторые гармоники гетеродина выфильтровал на 30 дб в качестве бонуса.
А может кто из производителей ЖИГ фильтров такое чудо (многоканальный фильтр со встроенной фазосдвигающей обмоткой) производит?

Не, я с ЖИГамим более не работаю и другим не желаю. И с фазосдвигающими петлями в октавном синтезе пока дела не имел.

Маловероятно, но обратиться к ведущим производителям не помешало бы.
Да хотя бы к тем же MEURO, а то по их медленному сайту непонятно, что они производят на ЖИГ-сферах.
Может получиться так, что кто-либо из производителей увидит некоторую нишу в области применения YIG.

Нарушу затишье на Форуме. Очередное обновление Обзора см. по ссылке

https://yadi.sk/i/7hO4uVO6qHpnL

Буду рад отзывам, если даже и критическим.

Фундаментально так, очень хорошо, особенно в плане нетипичных схем. Вот если бы еще к каждой схеме добавить обзор ФШ, достижимые времена перестройки (для многопетлевых важно), наличие спуров и пораженных частот ( в ближней и дальней зоне спектра), да свести сравнение схем синтезов в таблицы по параметрам....

За отзыв спасибо. Полностью с Вами согласен – хорошо было бы… Но боюсь, моих способностей на это не хватит. Вот если бы подключились соавторы… Не согласитесь ли быть таковым?

Хороший обзор! Я еще в прошлый раз, например, узнал о паре необычных схем.

Могу предложить раздел про фазовый и частотнофазовые детекторы дополнить одной незаслуженно забытой схемой ЧФД на элементе XOR (в обзоре информация только про ФД на XORе). Информацию о нем можно найти в датащите на AD9901. Сама схема хороша отсутствием нелинейности в середине х-ки (как с ЧФД на двух Д-триггерах), и думаю по шумам тоже будет очень достойно выглядеть. Я когда экспериментировал с Fractional-N технологией с дельта-сигма модулятором (еще до того, как появились интегральные решения по этой части) так и не смог получить приемлемого результата с ЧФД на двух Д-триггерах (на "рассыпухе"), а с вариантом как у AD9901 получилось очень хорошо.

Спасибо за положительный отзыв.
Конечно, буду рад получить от Вас описание такого варианта ЧФД. По вашей ссылке это отдельная микросхема. А используется ли такой ЧФД в микросхемах Fractional-N PLL синтезаторов? Имеется ли информация о шумах, даёт ли она какой-то выигрыш? Ничего этого в дэйташите нет.

Да, схема интересная, заслуживает быть включённой в обзор, надо разбираться. Спасибо за наводку. Но прежде хотелось бы получить от вас ответы на некоторые вопросы, как от специалиста, который работал с такой схемой.
1. Обладает ли она астатизмом второго порядка (по фазе)? Похоже, что нет, и рабочая точка ФД, с увеличением начальной расстройки, будет сползать на край его характеристики. Не так ли?
2. Почему у AD9901 такая низкая частота сравнения как всего лишь 200 МГц, и когда линейный участок характеристики детектирования сокращается до 100 грд против потенциальных 360? Или это потому, что разработка около 20-летней давности?
3. Можно узнать, что конкретно у Вас получилось с этой схемой и почему того же не получалось с D-триггерами на "рассыпухе"? Кстати, ЧФД был с накачкой?
4. И опять-таки повторюсь, что если такая схема имеет достоинства, то применяется ли она в современных микросхемах Fractional-N PLL синтезаторов?

Специалист громко сказано - я только любитель.


Ставите интегратор и она будет им обладать.


Думаю даже не 20ти летней, а постарше. А много ли есть ФД с "всего лишь" 200МГц частотой?


Обычный однопетлевой синтезатор с ДДПКД и модулятором третьего/четвертого порядка. Это синтезатор для КВ трансивера, проект делался давно (еще в 2000..2001годах). Работает и по сей день. Главный выигрыш был от устранения нелинейности в х-ке обычного ФД, ибо если есть нелинейность, то красивый шум модулятора может за счет интермодуляции стать ужасным (продукты интермодуляции шума в дальней зоне возникшие из-за нелинейности попадут в ближнюю). Возможно в интегральном исполнении традиционный ФД более симметричный и линейный, чем был в моем варианте на расыпухе серии 74АС и транзисторах, но с обычным ФД, не смотря на узкополосную ФАПЧ, при включении модулятора шум возрастал до неприличия, а с ФД а-ля AD9901 все оставалось практически без изменений.

Главный недостаток слабое (точнее никакое) подавление частоты сравнения, возможность прямого проникновения шума источника питания в цепь управления.


Я встречал упоминание о таком ФД в одной статейке Ульриха Роде (где он его позиционировал как Ultra Low Noise). И в паре диссертаций на тему Fractional-N синтезаторов. В интегральных м/сх не встречал - почему не знаю. Но в них всех широко используют "костыли" к обычному ФД на двух D-триггерах, чтобы сдвинуть рабочий участок фазового детектора в зону, где нет существенной нелинейности. На интегральные микросхемы я бы не равнялся - как пример, принцип Fractional-N синтезатора с модулятором известен и используется с 86го года или даже раньше, патенты закончились до 2000го, если не раньше, а когда появились более-менее нормальные микросхемы? Я как-то хотел пообщаться с человеком из Hittite на тему такого ФД, но пришлось от радио немного отвлечься, и контакт был потерян

Если исключить схему накачки, то как мне казалось проблемы с "dead zone" решены. Сейчас нет производителей использующих в чистом виде D-триггеры, как это в классическом виде принято рисовать.

Статья Олега aka Шаманъ в QEX http://www.locutus.it/sundry/F-N_Synth.pdf

На чём строить интегратор? Если на операционном усилителе (а он только приближённо интегрирует), то, как мне кажется, он всего лишь выделит постоянную составляющую, пропорциональную фазовому сдвигу, который, в свою очередь, пропорционален начальному частотному рассогласованию - чем оно больше, тем больше и сдвиг. Астатизма по фазе не получается. Не ставить же электромотор – то был бы настоящий интегратор.


Да сколько угодно есть. Если только о цифровых схемах, то это, например, RS-триггер или тот же XOR, который как раз и используется в обсуждаемой схеме. Они ведь могут работать на частотах много выше чем 200 МГц.


Насколько серьёзны эти проблемы? Как правило, частота сравнения на 3 порядка выше полосы пропускания ФАПЧ. Неужели ж трудно при этом отфильтровать помеху на частоте сравнения? А шумы источника питания действуют ведь не только на ФД, но и на другие элементы схемы, например, на тот же ГУН. Не проще ли зафильтровать сам источник питания? Главное достоинство обсуждаемой схемы, как мне кажется, исключительно низкие шумы ФД, и это на много важнее остальных проблем.


Пожалуйста, если у Вас есть ссылки на упомянутые работы, сообщите мне. А этот человек из Hittite не Mark Cloutier? По-моему, он там главный разработчик синтезаторных микросхем. Я несколько раз обращался к нему с вопросами, и он подробно отвечал. Можно спросить и о таком ЧФД.

Но вопрос к Олегу в связи его статьёй.
В приведенной там схеме ЧФД на её выходе интегратора нет. Смещалась ли рабочая точка ФД при перестройке частоты синтезатора?
И ещё вопрос. Почему выбрана дельта-сигма модуляция (DSM) четвёртого, а не третьего порядка? Не замечали ли Вы, что четвёртый порядок даёт больший шум квантования, чем третий порядок? Естественно, в полосе частот близкой к нулю, т.е. много меньшей частоты, на которой шум резко возрастает при любом порядке DSM. Эту то полосу и используют на практике как полосу прозрачности ФАПЧ.

Ну как же не получается? Самый натуральный на ОУ интегратор получится, да, не идеальный, а что схема с накачкой заряда есть идеальный интегратор?

Более того я сейчас использую простой ФАПЧ, чтобы смотреть фазовые шумы звуковухой. Так там в качестве ФД балансный смеситель (ADE-1+) и интегратор на ОУ в петлевом фильтре. Все захватывается и фаза двух генераторов получается в квадратуре - это хорошо видно по постоянному напряжению на выходе балансного смесителя.


Сколько угодно можно сделать В виде готовых IC я не уверен, что в списке будет много больше 10 разных наименований. Конечно, может я просто не достаточно хорошо знаю подобную современную элементную базу.


Мне они никогда не мешали, но ведь выпускаемые ИС часто используют в целочисленном режиме, а там частота сравнения может превышать полосу петли всего раз в десять.


Когда все на рассыпухе, то наверное просто, а когда это ИС, то может быть расфильтровать питания разных узлов уже задача не такая простая - не знаю этих особенностей.


Конечно, а как бы иначе частота ГУН изменялась бы.


С третьим порядком все работало нормально, и даже шум в дальней зоне на пару-тройку дБ меньше был (что ожидаемо), но присутствовали спуры. Природу их возникновения я не изучал, по уровню они были небольшие (где-то -90дБ), кол-во тоже совсем небольшое, переход к четвертому порядку эту проблему разрешил. Возможно проблема возникла из-за длинных аккумуляторов (32бита с младшим битом установленным в "1").
Да, в то время многих нюансов не знал, потому в схемотехнике есть косяки, да и делалось из того, что было под рукой - сейчас бы сделал многие вещи немного по-другому.

Сейчас неспешно ваяю новый синтезатор такого же назначения, но там будут традиционные технологии (это меня VCO надоумил пойти в этот раз по "проверенному" традиционному пути, и я в принципе с ним согласен, хотя некоторые вещи о которых он говорил и оказались несколько преувеличены ).

Обеспечивает ли такая схема полосу захвата, равную полосе удержания? Не вносит ли интегратор существенную долю в общие шумы? И вообще хотелось бы больше узнать о такой схеме. Можете дать ссылки на источники?

Но вот что интересно: ни в одной из микросхем от ADI (а их примерно 20) не используется 4-ый порядок. Они ограничиваются 3-им. По моим расчётам, чем выше порядок, начиная с 4-го, тем выше шум квантования. Вот такой парадокс. Пытался прояснить этот вопрос в ADI, но они не ответили.

Если интегратор применяется совместно с ЧФД, то да.


Шумы ОУ конечно же добавит. Сколько - зависит и от ОУ, и от параметров петли. Можете взять ADISimPLL и помоделировать - он поддерживает разные конфигурации фильтров. Ссылки на источники, даже не знаю - наверное любая книга по ФАПЧ должна содержать вариант ФД с выходом "по напряжению" и интегратор на ОУ в петлевом фильтре.


Я могу только сделать некоторые предположения:
1. У них аккумуляторы короче, чем у меня и возможно хватает третьего. По идее чем длиннее аккумулятор, тем больший порядок придется выбирать, чтобы не образовывалось палок.
2. При увеличении порядка уменьшается минимальный Кд ДПКД, а также увеличиваются скачки фазы на ФД - т.е. увеличивается рабочий участок ФД, который должен быть линейным. Еще увеличивается сложность и потребление схемы.
3. Может наличие некоторого числа палок в спектре вписывается в их ТЗ. И они были готовы пойти на компромисс, учитывая минусы от применения 4го порядка.

А так, да с шумом есть такой момент. Вот скрин эксперимента по проверке ДДПКД/модулятора - Кд установлен побольше, чтобы можно было посмотреть спектр с помощью звуковухи. Получается вот так (только имейте ввиду шкала не калибрована и не приведена к полосе 1Гц - эксперимент проводился просто чтобы посмотреть на форму шума и оценить правильность реализации модулятора):
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
В обоих случаях младший бит на входе модулятора был установлен в "1", чтобы генерировалась ПСП максимальной длины. Хорошо видно, что шум у четвертого выше, но также хорошо видно, что у третьего есть палки в ближней зоне. В моем случае шум в ближней зоне не имел решающего значения (синтезатор с достаточно узкополосной петлей ФАПЧ), потому я выбрал вариант без палок. Ну и еще замечание по "измерителю" - возможно увеличение шума в ближней зоне при переходе к 4му порядку возникло из-за интермодуляции в звуковой карте (ДД на спектре более 110дБ однако).

Тогда совсем непонятно. Если уже есть ЧФД, то зачем его «интегрировать»? А если интегратор на ОУ настоящий и стоит после ФД (не ЧФД) любого типа, то он должен обеспечивать астатизм второго порядка, при котором полоса захвата равна полосе удержания. Раньше вы писали: «Все захватывается и фаза двух генераторов получается в квадратуре - это хорошо видно по постоянному напряжению на выходе балансного смесителя». Т.е. всё должно быть окей. Почему же этого не происходит?

Ну Вам же хочется чтобы фаза не "ездила" при перестройке частоты? Тут следует отметить, что ЧФД бывают с токовым выходом (традиционный вариант) совместно с конденсатором петлевого фильтра такой ЧФД образует интегратор (стабилизатор тока+конденсатор), а бывают с выходом по напряжению (например, AD9901) ему нужен интегратор в явном виде для получения таких же характеристик.



ИМХО, мне кажется перепутались два независимых параметра ФАПЧа:
1. Астатизм по фазе. Как я понимаю, это св-во петли ФАПЧ второго порядка - т.е. у нас должен быть в петле второй интегратор либо в явном виде (на ОУ), либо в неявном (два токовых ключа + емкость в традиционных ЧФД, или как часто называют charge-pump). Замечу, что первый интегратор присутствует в петле в неявном виде (т.к. ошибка по фазе управляет частотой, а частота есть производная фазы).
2. Полоса удержания и полоса захвата. Использование ЧФД приведет петлю к захвату во всем диапазоне перестройки ГУНа, использование обычного ФД такого не гарантирует вне зависимости от наличия или отсутствия второго интегратора. Помнится полоса удержания петли второго порядка с пропорционально интегрирующим фильтром dWуд = Kфд*Kгун, а полоса захвата dWзахв = Kфд*Kгун*(t2/t1), где t2 и t1 постоянные времени фильтра. Потому в общем случае второй порядок не дает полосу захвату равную полосе удержания, даже при наличии захвата по фазе.


См выше. Интегратор обеспечивает отсутствие постоянной ошибки по фазе, но он не может обеспечить захват во всем диапазоне перестройки ГУНа. По крайней мере бывают моменты, когда петля не входит в захват, пока не "сбросишь" интегратор или не подведешь частоты генераторов поближе друг к другу. Насчет захвата по фазе, ошибки быть не может - напряжение на выходе ФД при измерениях контролируется, чтобы было = 0 (90 градусов фазовый сдвиг).

P.S. Может где ошибаюсь, надеюсь профи, которые в этой ветке присутствуют поправят.

Если включить интегратор на ОУ на выход AD9901, то будет ли достигнута полоса захвата равной полосе удержания?

Да, без интегратора тоже. Это ведь ЧФД.

По вашему ответу понял, что не то хотел спросить. Будет ли устанавливаться рабочая точка ФД в средине его характеристики, независимо от начальной расстройки ГУН?

Да, будет.

Хорошо. Осталось прояснить вопрос о шумах интегратора на ОУ: не загубят ли они идею. Спасибо за участие.

Обычно близко к середине, но не точно. Читать про зону нечувствительности ФД ( phase frequency detector dead zone). Обычно от нее уходят или усложнением конструкции ФД, или давая небольшой постоянный ток смещения в charge pump. Для проверки- навесить кроме ЧФД и добавочный ФД на диодах и сравнить форму постоянки на выходах по двум каналам осциллографа. Для проверки интергрированного ЧФД надо иметь двухканальный генератор со сдвигом фазы между каналами и разносом частот на минимальный коэффициент пересчета счетчиков ФАПЧ. В одном приборе такого не встречал, приходиться городить стенд из двух генераторов с общей опорой для когерентности.
Но зона нечувствительности ФД обычно имеет значение только для целочисленной петли- для дробного синтеза интерполятор постоянно гоняет ФД вправо и влево по характеристике и в нулевую точку практически никогда не попадает.

Цитата(Vitaly_K @ Mar 22 2016, 20:36) *
Будет ли устанавливаться рабочая точка ФД в средине его характеристики, независимо от начальной расстройки ГУН?

Мой вопрос был о схеме ЧФД, которая в микросхеме AD9901. Разве там есть мёртвая зона?

Нет мертвой зоны, т.к 9901 прямо описан как "no dead zone", Насколько я понял из даташита- они ксорят выходы двух ФЧД чтобы уйти от мертвой зоны. Вопрос- а в современных синтезаторах где-то такой ФЧД применяется?

Цитата(Vitaly_K @ Mar 23 2016, 13:18) *
Мой вопрос был о схеме ЧФД, которая в микросхеме AD9901.
Сам хотел бы знать.

Нет, неправильно поняли. Там фактически отдельно ФД на XOR (с двумя триггерами чтобы сформировать меандры), и отдельно ЧД. Их выходы скомбинированы таким образом, что при отсутствии частотной ошибки работает чистый ФД XOR, а при наличии частотной ошибки вступает в работу схема ЧД.

А как тогда понимать эту фразу из даташита?

Куда сдвигается рабочая точка ФД?
Вопрос- кто при использовании современных синтезаторов в целочисленном режиме попадал на грабли вадера- медленного болтания фазы синтезатора в районе зоны нечувствительности ФД?

в районе зоны нечувствительности ФД рвется ОС петли по фазе. мсм. и всё , аллес капут спектру в полосе петли.

ps/ не сталкивался

Ну а Вы прикиньте где у ФД на элементе XOR будут проблемы с х-кой? Проблемные места будут по краям, а у традиционного по центру х-ки. Как по мне никакого противоречия нет. Можете расписать диаграммы работы этого ЧФД при разных сдвигах фазы на входе и убедиться, что пока нет ошибки по частоте он работает, как обычный ФД на элементе XOR.

Не поделитесь информацией, в каком направлении работаете и какие параметры хотите получить? Возможно просто пропустил тему.

Не, тему не заводил (хотя наверное стоит завести, т.к. некоторые вопросы есть). Начало было давно в теме "Опора на 360МГц". Потом к сожалению пришлось проект отставить, и пролежал он почти пять лет. Сейчас взялся за него опять, но теперь многое будет по другому. Ну и планка по шумам немного опустилась опять, правда на этот раз вполне обоснованно .

Параметры достаточно скромные. Это синтезатор КВ трансивера. Выходной сигнал в диапазоне примерно 6.5..35МГц (не сплошное перекрытие). По шумам хочется лучше -145..150дБн/Гц при отстройке 1кГц и лучше -150..155дБн/Гц при отстройке 5кГц и далее. Время перестройки менее 5мс. Палки на выходе должны быть ниже -100дБ. Выходной сигнал в уровнях 3.3..5В КМОП, меандр.

Главный вопрос традиционный - как сделать это из того, что есть Планируется простая оффсетная схема с подставкой в виде умноженного КГ, и DDS в качестве "опоры" для фазового детектора. Сам синтезатор будет выдавать 197..212МГц, и потом будет деление до нужных 6.5..35МГц.

Пока после экспериментов у меня есть опора на 60МГц с вот такими шумами:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Оранжевым нарисован собственный шум измерителя.

С простенькой Т-образной цепью на выходе можно получить третью гармонику с уровнем +4дБм Остается только дофильтровать ее.

Еще сделал и обмерял выходной делитель работающий до 270МГц, который умеет делать меандр при любом Кд от 6 до 34, включая нечетные Кд. Вот шумы делителя (это КГ о котором шла речь выше поделенный на 6 в сравнении с другим КГ на 10МГц. Реально сколько там померять по всему так и не вышло, но по-любому пол лучше -157..160дБн/Гц):
Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Кстати EPM3032A оказалась довольно тихой сама по себе - помните Вы как-то с CoolRunner помнится подобный замер делали и там было пострашнее, но с реклокингом всеравно лучше.

Из критичных узлов осталось сделать фильтр умножителя (на 180МГц) и ГУН (197..212МГц), остальное все более менее стандартно. Потом проверить все вместе, и можно будет переселить все на плату

P.S. Это все в рамках хобби. А так я программист.

В качестве опорной частоты для делителя был использован ГК на 60МГц описанный выше? Тогда не понятно почему шумы остались такими же, в первую очередь во фликкер зоне. Попутно вопрос: относительно чего на картинках берется уровень?


Уточните, что за схема с "реклокингом"? С кулраннером было дело и активно используется, нравится он мне по быстродействию, не хватает oserdes на 1-1.5 ГГц в маленьких габаритах. С шумами надо еще разобраться, по технологическим нормам EPM3032A раза в 2 крупнее XC2C и действительно должен меньше шуметь, но не настолько, чтобы сравниться с дискретной логикой. Рубиола проводил ряд тестов с CPLD и FPGA в разных комбинациях и схемах суммирования с Альтерой, результат оказался достаточно скромным (думаю все помнят эту статью).


Какой DDS планируете использовать? Постарайтесь избежать работы на частотах, близких к кратным (Fdds/N). И еще, с позволения, маленькая рекомендация - поставьте сразу по выходу DDS фильтр без отражений, пусть даже не высокого порядка, чтобы поглотить глитчи на переключениях - беда всех ЦАП. Очень порадовала MiniCircuits недавним выпуском Reflectionless Filters.


Как бальзам на душу, когда виден нестандартный подход. Лет 20 назад увлекался силовой электроникой, но в СВЧ схемотехника поинтереснее )

Да.


Все дело с чем сигнал сравнивался, а сравнивался он с кварцевым генератором на 10МГц шумы которого в ближней зоне и наблюдаются. Сегодня померял генератор на 10МГц:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
В реальности это не измерение, а оценка шумов генератора, основанная на предположении про идентичность двух генераторов. Генератор может быть лучше, но в самом нереальном случае не более, чем на 3дБ хуже.

Видно, что ниже 1кГц при обмере делителя я наблюдаю шумы опорника на 10МГц. Так что более-менее уверенно можно сказать, что шум делителя при отстройке более 1кГц получился около -158..-160дБн/Гц. Без реклокинга на 2..4дБ выше в зависимости от частоты. Ну и что делается ниже 1кГц уже не понятно (понятно только, что делитель шумит не более того, что на спектре), впрочем меня такие малые отстройки не особенно интересуют.

Чтобы было понятно что промерялось и как небольшое пояснение - все измерения выполнялись с помощью ФАПЧ с анализом шумов звуковой картой с малошумящим предусилителем. При измерении делителя использовались два генератора - 60МГц и 10МГц (шумы обоих теперь есть), при проверке генераторов использовались два одинаковых генератора.


Такая же, как и у Вас была, если у меня выкинуть ту часть, которая корректирует формы выходного сигнала. Если все упростить, то в EPM3032A собран делитель на счетчике Джонсона, выходной сигнал этого делителя пересинхронизируется триггером 74LVC74, тактируемым "чистым" входным сигналом. Если Кд нечетный, то пересинхронизация производится по фронту и спаду входного сигнала, и на выходе получается меандр.


Ну она и не сравнялась - на спектре видно, что шумы EPM3032 выше шумов 74LVC логики. Естественно опорный генератор на 10МГц несколько портит "картину". Посмотрел маркировку кода производства - 0.3микрона процесс.


Я помню его статью с делителем на EPM3064A (эта http://rubiola.org/pdf-articles/conference...cy-dividers.pdf ?). Посмотрел на спектры в конце статьи (Fig. 6). Он получил шумовой пол -156дБн/Гц (в обычном делителе). У меня вышло где-то -158дБн/Гц. На 100Гц я по всему вижу шум 10МГц ОГ (поэтому сравнить с Рубиолой не выйдет). Единственное существенное расхождение в районе 1кГц. В общем, как по мне, неплохое совпадение, особенно учитывая чуть разные микросхемы (у него EPM3064A с быстродействием 10нс у меня EPM3032A с быстродействием 4нс), разные входные частоты и весьма примитивную измерительную установку у меня. Кстати еще один момент, питание у меня было от стабилизатора с очень низким шумом - может в этом разгадка отличия в районе 1кГц.


AD9951, но работать он будет наверное на 180МГц тактовой - попробую что выйдет в таком варианте, чтобы не усложнять схему (диапазон выходных частот DDS 17.8..32.6МГц). Исходя из датащита должно получиться и с 180МГц тактовой.


Спасибо за советы! Про кратные частоты я в курсе, но полностью избежать близких к кратным частот без переключения тактовой частоты не получится. Номер гармоники получается достаточно большой (6..10), но не факт, что это поможет. Про такие фильтры почитаю. Пока хочу порешать все вопросы в суммирующей петле ФАПЧ, а как она будет готова и заработает, можно будет и с DDSом поэкспериментировать.

Да, часто приходится слышать о звуковой карте. Вопрос ко всем: насколько интересен аналог Symmetricom 5125A в исполнении USB-приставки? Именно в варианте All-Digital, с кросс-корреляцией и отдельным входом для опорного генератора с произвольной частотой. Фактически ФАПЧ получается в цифре, поэтому и частоты двух сравниваемых генераторов могут быть разные. По начинке и математике получается довольно просто.

CPLD меньше шумят, чем FPGA. Дизайн пректа FPGA обычно напихан разными блоками, кроме синтезатора. На спектре заметен пролаз частот, характерный для других блоков. Т,е можно получить кучу неконтролируемых спуров. Так что правильно делать на ПЛИС низкой степени интеграции по принципу- один блок- одна микросхема.
А вот чувствительность к наводкам по питанию спектра шумов делителя на ПЛИС надо исследовать отдельно. Хорошей практикой будет отдельный LDO для питания CPLD.
Вопрос- как каких CPLD можно реализовать полностью дифференнциальную архитектуру? А то постоянно есть проблема с симметричностью меандра (задержки 0-1 не равны задержкам 1-0) и из за этого лезут гармоники или нужен внешний симметризатор или реклокер.

Как по мне это правильное решение. По крайней мере я у себя при попытке запихнуть внутрь CPLD формирователь меандра (в плане эксперимента) получил заметную асимметрию у меандра, а вот с внешним реклокингом все очень прилично.


Проверил. Вывод - делитель требует очень чистого питания и полученные результаты во многом заслуга малошумящего стабилизатора. Вот такая картина:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Без реклокинга не смотрел (лень разъем перепаивать) - по-моему и так все ясно...

А вот шумы источников питания, которые принимали участие в эксперименте :
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Мерял с довольно длинными проводами, потому на малых уровнях нахватал много наводок, но и так думаю видно неплохо. Да, шкала по вертикали калиброванная, в дБВ/корень(Гц).

Это что за стабилизатор такой с шумами 20 нВ на 10 Гц? Микросхема или рассыпной?

Это тот же LD1117+фильтр на Дарлингтоне+схема термокомпенсации.

Не хотите попробовать сравнить сигнал с самим собой, сдвинутым на 90 гр. (однозвенный ФНЧ)?