А вот мне не вполне понятно применение данного продукта. Он подходит, скорее всего, только для верификации нелинейности логшкалы АЦП измерителя ФШ. Может быть еще для стресс-тестов, когда в схему намеренно вводится избыточный ФШ и анализируется его влияние на выходные системные параметры (типа BER). А между тем главный вопрос для измерителя ФШ - это чувствительность по ФШ. А ее данный прибор верифицировать не в состоянии. Это, кстати, общая проблема при верификации характеристик таких приборов. Например, в русской методике поверки анализаторов типа E5052A, разработанной специалистами 32 ГНИИ, забита откровенная (с моей точки зрения) чушь. Поверителю предлагается проверить точность относительных измерений ФШ на конских уровнях фазового шума (в районе -30 дБн/Гц), а при проверке чувствительности "просто прочитать данные производителя". То есть фактически поверитель должен проверить, как прибор измеряет большой фазовый шум, а в вопросе, как он измеряет малый, ему предлагается просто поверить производителю. А насколько часто на измерителе ФШ в реальной жизни измеряется большой ФШ (типа -30дБн/Гц@10k)? Да, наверное, практически никогда. То есть ценность поверки сводится примерно к нулю. Правильным подходом было бы применение тестовых генераторов с наличием нескольких тестовых частот (100 МГц OCXO, 1 ГГц SAW+OCXO, 10 ГГц DRO+SAW+OCXO или, как вариант, соответствующие продукты регенеративного деления SLCO) с экстремально низким шумом, которые бы четко подтверждали чувствительность прибора в узловых точках. А вот между такими точками данные можно было бы экстраполировать, опираясь на структурную схему синтеза производителя.




Судя по ранее приведенным Александром графикам, основные "лишние фазовые шумы набегают" от задачи воевать за каждый миллиампер и минимизировать габариты. График, из сообщения #2492 (повторю его здесь для наглядности), показывает, что на этапе построения базы сохраняется уровень -167@10к@100МГц OCXO. А далее на 10 гигах (говоря упрощенно, на третьей гармонике базы) Александр получает добавку в 12дБ. То есть в итоговом оффсете набегает всего лишь 2 дБ выше 20logN, что является прекрасным результатом. А вот в петле базы при использовании ADFки теряется больше. Уверен, что подставку 3200 бинарным способом Александр может сделать и с уровнем -145...150@10k (-175...180@OCXO). Но малопотребляющие и чертовски удобные ADFки, которые, судя по всему, используются в базе, не смогут потянуть этот уровень ФШ. Поэтому чтобы отбить OCXO с уровнем -175...180 придется переходить на другие PLL-чипсеты, что, кстати, позволит пошагово выкатывать luxyn+, ++ и тд.


С моей точки зрения, это - отвлеченно-схоластические размышления, направленные на оправдание целесообразности использования sampling phase детекторов в офсетных косвенных схемах.

IP3 смесителя при преобразовании низкого ФШ прямого значения не имеет. IP3 важен, скорее, в вопросе спуров при некратном смешении. Для ФШ же важна сквозная динамика смесителя: то есть точка децибельной компрессии (да, она связана с IP3, но именно она, а не IP3, первичный параметр для ФШ) и потери в преобразовании. Например, смеситель который имеет P1 по входу=+15дБм и потери в преобразовании в 7дБ поддерживает ФШ на уровне -174 -(+8)=-182 дБн/Гц. Важно помнить, что при преобразовании на гармониках эффективность преобразования падает (растут потери в преобразовании). Обычно преобразование на 10 гармонике - это плюс ~40дБ к потерям преобразования на первой гармонике. То есть цифра в -182 на 1-ой гармонике уменьшается до -142 на 10-й. И преобразование ФШ будет "без потерь" только в том случае, если Вы работаете с умножением OCXO, при котором рост 20logN будет выше уровня -142 (для конкретного примера). Кроме того, мощность LO в 30-36 дБм для низких фазовых шумов это обычно плохой выбор, потому что усилитель, способный усилить сигнал до этого уровня, будет иметь динамику меньше, чем сквозной коэффициент передачи смесителя. Причем это я рассмотрел ситуацию только с точки зрения сквозной динамики смесителя. А в действительности еще будет иметь место кумулятивный эффект насасывания шумов на ПЧ от всех комбинаций NxLO+NxRF, которые попадут в полосу ПЧ. То есть у гармониковых семплеров на высоких номерах гармоник потери преобразования возрастут (верхняя динамическая граница опустится), а шумовой пол дополнительно вырастет (нижняя динамическая граница поднимется), что приведет к значительному ухудшению динамики по сравнению с фундаментальным миксером.

P.S. Из моего субъективного опыта могу сказать, что преобразования с большой кратностью всегда означают бОльшие потери в ФШ. То есть x100 это всегда хуже, чем x10 и х10.

По "методике" E5052A поверяют вообще не фазовым шумом, а двумя сигналами один из которых имитирует несущую сигнала а другой "фазовый шум". В общем Гос. эталон фазового шума нужен.

Еретик

Не всё так просто. Вы правы, получить -145…-150 на 3200 не составляет труда – тем или иным способом. Ну и далее небольшую полосу с требуемым шагом. Но вот дальше начинается самое интересное. Нам нужно сохранить шумы на 10 ГГц, а это уже речь о -135…-140. В принципе – решаемо. Но! Если использовать тот же ГУН и ту же полосу ФАПЧ, то вылезет весьма неприглядный горб от избыточных шумов ГУН за пределами петли ФАПЧ (re: точка пересечения со свободными шумами ГУН). Т.е. тут надо расширять петлю до 10 МГц и дальше. Тоже ничего страшного, я научился это делать. Только частоту сравнения придется повышать (и уже брать не x10, а хотя бы x20 от полосы ФАПЧ, т.к. начинают выползать всевозможные набеги фаз, которые никакая SimPLL не учитывает). А это значит, что придется по-другому расставлять гармоники, и нужна будет шире полоса частот от первой петли. Короче, long story short, как тут говорят – это будет уже другой дизайн, и мы приходим к вопросу целеполагания (а нужно ли это, и когда, и зачем).

*************************************************************************

Уважаемые коллеги!

Хочу также сообщить, что в конце июля-начале августа буду в России участвовать в семинарах на тему синтезаторов частот. Один семинар будет проводится в С-Пб (организатор – компания Морион), второй - в Москве (организация - совместно Аврэкс и Радиокомп). Программа состоит из двух частей. Первая – это обзорный доклад общего характера, вторая – формально вопросы и ответы, а неформально – возможность затронуть любые интересующие темы (обычно эта часть получается наиболее интересной, от ответов стараюсь не уходить, появляется много интересных тем прямо по ходу дела). По вопросу участия в семинаре просьба контактировать организаторов по адресам, указанным ниже. Если есть какие-то пожелания (какие темы стОит затронуть), пожалуйста, сообщите, постараюсь учесть.

***********************
Семинар - Современное состояние и пути развития синтезаторов частот СВЧ-диапазона
---------------------------
28 июля 2017 г.
г. Санкт-Петербург
АО Морион
Семинар Морион
Контакт для регистрации:
Геращенко Юрий Сергеевич, 8 (812) 775-26-19, y.ger@morion.com.ru
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
---------------------------
2 августа 2017 г.
г. Москва
Радиокомп / Аврэкс
Семинар Радиокомп-Аврэкс
Контакт для регистрации: sales@radiocomp.ru

***********************

Один из частных и важных вопросов, который можно обсудить. Ранее писал о задержке в обратной связи. Интересно понять, какие элементы могут внести наибольший набег, в каких режимах работы, как с этим бороться или учитывать? А ведь это напрямую влияет на время установления (иногда катастрофически, >10 раз), особенно когда важна конечная точность частоты (фазы). Совсем недавно RN3QVG_1 приводил красивый пример из практики, пост #2557, о влиянии избыточной мощности (ограничение, насыщение) на работу ФД.

Спасибо Александр, что про расширители напомнили. Можно коснуться вопроса о прибавке шума делителей, который хорошо виден у Баринова.

Вопрос о фазе делителей частоты интересен. Пути решения на текущий момент, частотные границы.

И вечный вопрос: ГУН против ЖИГ. Каковы перспективы снижения шумов октавных ГУН или применения банка переключаемых генераторов? Как поднять скорость ЖИГ и уменьшить мощность тепловыделения? Импульсное управление ЖИГ: перспективы, опыт применения.

ЖИГ на помойку, подобно тому, как я слил свой стары ник YIG Кроме токопотребления и медлительности, есть такая гадость, как акустика.
Если в T&M это не так критично, то в остальных отраслях, в т.ч. той, где я пытаюсь работать, ЖИГ-генератор не уместен (ЖИГ-фильтра это не касается, пока ему не нашлась замена).

Моё предложение к теме обсуждения перспектив синтеза - вернуться к обсуждению концепции переноса опоры в СВЧ-диапазон не умножением:
1. Как обеспечить минимальные потери добротности и минимальнуый акустический эффект, задействовав передовые достижения науки и техники.
2. Какая из схем АПЧ для ДР в настоящее время актуальнее: аналоговая петля, стробоскопический ФД или современные цифровые ФАПЧ.
3. Как перенести спектр ДР вниз с наименьшими потерями по ФШ и мощности.

Ну зачем же так резко? каждое изделие для своей группы цена-качество.
Вот наприме вопрос. Вот тут http://thesignalpath.com/blogs/2017/01/22/...ctrum-analyzer/ распотрошили и ремонтируют синтезатор на ЖИГе Tektronix RSA 6114A. Более- менее на пальцах обьяснена блок-схема и в конце концов найден сгоревший делитель хиттайта. Но вот вопрос- в том синтезаторе две обратных связи по частоте- через PSD и через прескалер. Зачем так сделано?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Да, Вы правы, не столь категорично. Это я для себя так резко.

Возможно, что там два режима работы ЖИГ-генератора. Клип пока не смотрел.

Я бы еще добавил:
4. Как сделать октавный синтезатор из опоры СВЧ? Допустим, имеется 10 ГГц (ДР) с СПМФШ<-128 дБ/Гц при отстройке 10 кГц. Необходимо обеспечить перестройку в диапазоне от 5 до 10 ГГц, СПМФШ не хуже -134 дБ/Гц и -128 дБ/Гц
при отстройке 10 кГц для частот 5 и 10 ГГц, соответственно.

Я не пойму такую тягу к 10 ГГц опорам.
Такой сигнал и генерировать, и обрабатывать потом тяжело. Лебезная механика получается, выбор компонентов выше 6 ГГц резко усыхает и по шумовым характеристикам нет однозначности.
Ну да, сапфир... Только дорого и шумовые характеристики теряются на раз.
ДР - добротность 10 тысяч на 10 ГГц. Сходу генератор на ДР те же 128 на 10 кГц не даст. Для КСС нужна гора компонентов, которые на поликоре только сделаешь. Всем охота возиться с настройкой?
Оптоэлектроника - космос...
Как потом вы 10 ГГц собрались дешево расширять в октаву? Субгармоники формировать с шагом 1-2 ГГц или еще как?
Не проще ли работать с опорой 1-4 ГГц тогда? Там и компонентов куча, и технологии копеечные. Тем более, на 4 ГГц ДР можно и 20 тысяч поиметь, а это уже выигрыш перед 10 ГГц по шумам. Ну или ПАВ взять, в конце концов.

В моём случае это опора для 20, 40, 80 ГГц. Про перенос вниз спросил на случай, если потребуются промежуточные частоты, например, 22.5 или 45 ГГц.

А в общем смысле, перенос вниз уже теоретически назрел. Осталось только проанализировать все проблемы и подводные камни такого переноса.
Ведь сами посудите, такой перенос устраняет проблемы со скоростью перестройки, за которые в классическом варианте идёт "жаркая" битва.
Ну и вопрос со спурами решается в разы проще. И потом, можно вполне успешно комбинировать перенос частоты вверх с переносом частоты вниз.
Кроме того, не надо забывать, что ДР - это самый простой и малопотребляющий способ получения опоры для передовых ЦАП и DDS.

На то он и семинар о перспективах, чтобы рассмотреть самые разные методы. А методу переноса частоты вниз уделено пмсм мало внимания.
В своё время Сергей также выносил этот вопрос для обсуждения, но в его случае лейкосапфир явно прёт впереди паровоза делителей частоты.

Добрый всем день. Много здесь сказано про преимущества оффсетных схем для ФАПЧ и у меня в силу неопытности в этой области (я синтезаторами занимаюсь исключительно для личных нужд) возник такой вопрос. Раз используется смеситель сигнала ГУН и опоры, то результирующую частоту перед подачей на микросхему ФАПЧ надо отфильтровать, но ведь это дополнительный фазовый сдвиг в петле, и чем сильнее фильтрация, тем сдвиг больше. Как эту проблему обходят? Как её учесть в программе ADIsimPLL при расчёте фильтра фазового детектора? Конкретно мне надо синтезировать две частоты, отстоящие примерно на 0.5 МГц и частотой примерно 435 МГц. Имеется кварцевый генератор с частотой 141 МГц, потом будет умножитель на 3 до 423 МГц, это и будет опора для ФАПЧ. ФАПЧ будет на AD4002, 141 МГц подаю на опорный вход и делю или на 23 (частота 435.26 МГц) или 22 (частота 435.82 МГц), с сумматора частота 12.26 или 12.82 МГц подаётся на RF вход и делится на 2, так получается нужная отстройка. Таким образом, регулировка у меня в очень узких пределах, что наверное облегчает дело. Частоту среза ФАПЧ выберу примерно 200 кГц, но как учесть фильтрацию смесителя? После смесителя думал просто поставить стандартный диплексер по схеме полосового фильтра первого порядка на частоту примерно 12.5 МГц (средняя от 12.26 и 12.82), тогда на этой частоте фазовый сдвиг нулевой, но там спад всего -6 дБ на октаву, для фильтрации опорной частоты и частоты ГУН наверное хватает, но для гармоник результирующей частоты этого недостаточно. Просьба посоветовать правильный вариант и как учесть его фазовый сдвиг.

ФНЧ даст незначительный перекос фазы в пределах +/- 200 кГц относительно ПЧ. Его можно не учитывать. ГВЗ небольшая будет. Вот если бы поставили кварцевый фильтр очень узкополосный, тогда пришлось бы помучиться.

То есть сдвиг фазы надо смотреть не относительно нуля, а относительно частоты, которую подаю на микросхему ФАПЧ (в данном случае ПЧ от смесителя)? Задаю в программе запас фазы 60 гр., это хорошо или задавать больше? Фильтр после ФД будет пассивный второго порядка.

У меня тоже есть вопрос про фильтр петли и ГУН. Может кто-то порекомендует хорошую литературу по расчету фильтров петли для различных случаев, например:
Допустим есть ГУН 3-4 ГГц с напряжением управления от 1 до 15 В, но из всего его диапазона перестройки нужно только 100 МГц, допустим, 10-12 В. Можно ли в фильтр петли вводить смещение на постоянное напряжение и масштабировать сигнал управления коэффициентом усиления петли (не позволять напряжению управления ГУН выходить за определенные пределы)? Или шумы напряжения смещения не позволят захватить ГУН?
Или в общем случае вводить не постоянное напряжение, а напряжение с ЦАП для ускорения захвата и устранение ошибки захватов на других частотах в случае схем с переносом частоты.

А что мешает выбрать более подходящий ГУН, коих сейчас у Mini-Circuits, Z-Communication и Synergy не меряно?
Вы же при этом и ФШ оптимизируете. Заодно можо вообще от операционника избавиться, если ГУН выбрать 5-Вольтовый и ниже.

Коллеги, подскажите пожалуйста архитектуру синтезатора на одну частоту. Надо получить сигнал на частоте 4231.4205МГц+/- 10гц. В наличии только опорная частота 25 МГц.
Проблема в том, что существующие однокристальные синтезаторы с сигма-дельтой не обспечивают необходимой точности установки частоты при приемлимых ФШ.
Какой путь лучше выбрать- городить двухпетлевой синтезатор или применить ДДС для формирования мелкого шага? Проблема еще в том, что желательно упихнуть все это в модуль 5х5 см.

Ну и угораздило же Вас Ни то, ни другое не вижу смысла городить. Поищите CRO с как можно более близкой частотой, подточите до вашей частоты и заФАПЧуйте дробночисленником в узкой полосе внутрипетлевого фильтра. CRO выбирайте из 5-Вольтовых - проще будет с внутрипетлевым фильтром.

У Mini-Circuits хорошо вписывается ROS-4415-119+, но устроят ли такие ФШ - сами решайте.

Такую экзотику, как CRO от Z-comm долго ждать, но она того стОит. Делал как-то опору на их CRO на 4500 МГц, получилось недурно для начинающего.

Ок, пропробую по этому рецепту. Вообще то это генератор подставки для следящего генератора к анализатору спектра адвантеста. В приборе эта частота формируется как 3810+400+21.4205.
Первое это ДРО фапчеваный, вторе- опора учетверенная, третье- ПЧ.
При этом точное значение 21.4205 зависит от скорости свипа анализатора, т.е его надо подстраивать, но все равно надо потом привязать к опорной частоте. Иначе результаты измерений с таким traking generator получаются слишком шумные. В качестве такого генератора неплохо справлялся R&S SMB100, с субгерцовой точностью установки частоты. Тут такая точность не требуется, достаточно дестяков или сотен герц, но често говоря логики подстройки частоты от скорости свипа я пока не понял, такой впечатление, что в петле анализатора спектра есть какое- то отставание по частоте, и частоты следящего генератора должны быть чуть " впереди" относительно текущей частоты развертки.

Можно и ДРО, да только в размеры 5x5 см не так просто будет влезть.

CRO на 4 ГГц с малой добротностью уже выходит, возможно проще умножить на 2 будет на выходе. Но сейчас проблема не в генераторе, а в получении минимального шага дробного синтезатора.
Где нибудь есть сводная таблица по минимальным шагам перестройки дробников?
А то прийдется кик тут делать http://www.analog.com/en/design-center/ref...lab/cn0369.html
Вот надо же было выдумать термин "translation loop" для петли с переносом частоты.

А если перестраивать не CRO, а его опору, VCXO, например.

А это уже двухпетлевой синтез получается, но в таком режиме даже ADF4351 прекрасно работала. Тогда в качестве первой петли просится LMX2330 c каким нибудь VCXO или ПАВ, а его вторую петлю использовать как предделитель для опоры ADF4351

Я имел в виду подстройку VCXO с помощью ЦАПа. Один раз делал такое - повторяемость от -40 до +85 была изумительная.

Например относительно высокая выходная частота, выше 10ГГц, где подходящих ГУНов почти нет и нежелание использовать умножение. Намного проще что-то добавить на низких частотах, чем городить сложную СВЧ часть. Свой ГУН желания делать нет и закладывать изделие одного производителя без возможных аналогов - плохая идея.
Поэтому и возник вопрос - можно ли в петлю добавить какое-то фиксированное напряжение, например напряжение после фильтра петли с выхода CP подать на схему аналогового сумматора с фиксированным напряжением. Что в этом случае будет с шумами? Удастся ли получить, допустим -120дБн/Гц? Беглый поиск по интернету дал только картинку в одной из презентаций где заводят сигнал с DAC. Может не по тому запросу искал или это просто не работает и не надо тратить время?

khach Микросхема, наподобие ADF4159/4169 не подходит? Заявляют что Fres=Fpfd/2^25, стр.11. При частоте сравнения 50МГц ФШ -100, разрешение по частоте 1,5Гц. Может есть еще что-то похожее у других производителей из относительно новых разработок.

Ещё раз вернёмся к идее PDS синтезатора. Напомню, что главная проблема там – как просумировать выходы парциальных детекторов, переключаемых двумя последовательностями импульсов: опорными и сигнальными, полученными в соответствующих фазорасщепителях (распределителях импульсов). Для наиболее точного суммирования необходим ЦАП. Но не обычный, стандартный, а способный работать при тактировании одновременно двумя разными сигналами. Он должен быть сегментированным по числу парциальных детекторов, чтобы одна из названных последовательностей записывала в сегменты «единицы», а другая их стирала. В таком варианте каждый сегмент ЦАП служит парциальным детектором. При серьёзной разработке микросхемы PDS такой ЦАП должен находиться внутри микросхемы, а не за её пределами, чтобы избежать потери его точности из-за временных и амплитудных неточностей, возникающих на довольно длинных и неодинаковой длины проводниках, соединяющих ЦАП с микросхемой (или с ПЛИС, если чисто цифровая схема выполнена там). Но, к сожалению, желающих заняться такой разработкой не нашлось.
Вопрос к специалистам по ЦАПам, в которых сам я плохо разбираюсь. Существуют ли такие FPGA, в которых можно было бы вместе с чисто цифровой частью выполнить также и ЦАП с описанным выше алгоритмом работы?

https://www.xilinx.com/products/silicon-dev.../soc/rfsoc.html
Это, по сути, единственный "доступный" SoC с RF ADC/DAC. Одним словом, осуществляются первые шаги.

Когда-то давно обсуждалось. Однако вопрос стал актуальным и я поэкспериментировал с внутренним умножителем AD9951. Интересно, что он по шумам у меня оказался прилично лучше, чем в датащите на картинках - судите сами согласно датащиту при тактировании 4*100МГц и выходной частоте 9.5МГц фазовый шум на отстройке 1кГц получился где-то -133дБн/Гц. У меня при тактировании 6*60МГц и выходной частоте 7МГц получился -142дБн/Гц. Притом в датащите измерялся фазовый шум, а у меня суммарный (амплитудный+фазовый). Вот такая картина:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

А здесь зависимость шума от Ку встроенного умножителя (для Ку менее 6 шум оставался примерно на том же уровне, что и для Ку=6):
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

По результатам получилось, что могу обойтись встроенным умножителем, причем с неплохим запасом.

Спасибо за ссылку. Но, похоже, это не то, что нужно. Нет там FPGA. Это отдельные, самостоятельные чипы ADC и DAC. А как этот DAC встроить в FPGA, где должна быть также остальная, чисто цифровая часть PDS – непонятно. Нет ни Verilog, ни VHDL кодов. Однако спасибо Вам, возможно, попытаюсь связаться с авторами.

Читал сегодня статью Phase Noise and Jitter in Digital Electronics Enrico Rubiola
Был несколько удивлен тем, что старые микросхемы более медленные с худшими проектными нормами имеют меньший ФШ чем более современные. Особенно глава по DDS заставила задуматься. Похоже что древняя AD9854 предпочительнее по шумам чем AD99 серия, по крайне мере в оффсетных синтезаторах.
Может кто прокомментировать?

А просветите как интерпретировать dBrad2/Hz?

Ага, вроде нашел:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Нет таких.


В самом документе на AD9951 шумы на 9.5 МГц и 159.5 МГц не соответствуют закону 20logN, и по форме кривых - как будто измеряли на разных микросхемах.


BiCMOS/CMOS ? AD9858 точно с биполярным выходом была.

По семинару 28 июля Питер и 2 августа Москва. Семинар бесспорно прошел продуктивно и интересно. Огромная благодарность всем кто нашел время приехать. Сложилось стойкое впечатление, каждому из присутствовавших было о чем сказать. Надеюсь рамки семинара и формат общения будем расширять.

В патенте Баринова Д. А. "Широкополосный синтезатор частот" написано, что "..Преобразование частоты сигнала, производимое в расширителях диапазона, эквивалентно умножению частоты на дробное число, равное (1+1/D3)*(1+1/D4)*(1+1/D5)*(1+1/D6) (где D3, D4, D5, D6-коэффициента деления делителей частоты), максимальное значение которого 3,09 для приведенной в патенте схемы. При увеличении частоты в 3,09 раза уровень фазового шума увеличится на 20lg(3,09)=9,8 дБ." Не могу понять, почему использована формула, характерная для умножения частоты. Ведь на смесителях происходит сложение/вычитание частот. На выходе смесителя должны получаться фазовые шумы источника (LO или RF), у которого фазовые шумы доминируют. Например: пусть СПМФШ LO (4 ГГц)=-135 дБ/Гц, а СПМФШ RF (0,5 ГГц)=-153 дБ/Гц (допустим, 4 ГГц поделили на 8), тогда на выходе смесителя СПМФШ IF (4,5 ГГц)=-135 дБ/Гц с прибавкой в доли дБ. Если считать по формуле, приведенной в патенте, то СПМФШ IF (4,5 ГГц)=20log(1,25)=1 дБ. Вспоминается изложенная на форуме идея Ченакина Александра обхода известной формулы ухудшения фазовых шумов 20lgN с увеличением частоты именно за счет смесителей, что должно иметь место в данном патенте. А получается, что согласно приведенным в патенте рассуждениям данного "обхода" получить не удастся.

Таких ЦАП нет. Понятно. Но вопрос мой был о другом. Повторяю:
Существуют ли такие FPGA, в которых можно было бы вместе с чисто цифровой частью выполнить также и ЦАП с описанным выше алгоритмом работы?

Таких FPGA не существует. То, что Вам нужно, называется ASIC.
Стоимость разработки ASIC очень высока, всё опять сводится к рассыпухе.

В расширителях диапазона (БРДП в терминах Баринова) на входы LO и RF смесителя приходят сигналы, которые являются коррелированными (произведенными от одной опоры). При анализе ФШ сигналов, полученных от одной опоры, иногда удобнее рассуждать в номерах условных гармоник. То есть когда в БРДП мы складываем 4ГГц и 0,5ГГц (4ГГц/8), то можно сказать, что мы к первой гармонике прибавляем 8-ю и таким образом получаем девятую. Это эквивалентно умножению 8-ой гармоники на 1.125. Поэтому каскадирование БРДП представляет собой не что иное, как дробное умножение. Кстати, если бы мы брали нижнюю боковую 3,5ГГц (а не верхнюю 4,5ГГц), то на этой частоте мы бы имели шум ниже, чем у исходных 4ГГц. Но также делители имеют свой остаточный шум (порядка -153дБн/Гц), который не является коррелированным по отношению к исходной опоре. Поэтому этот остаточный шум складывается аддитивно, как 10logN. Идея "обхода 20logN", заключается в сложении декоррелированных источников. Но в БРДП бариновского типа источники не могут быть декоррелированными по определению (до шумовой полки делителей) - это разрушает идею кратности.

Полностью согласен с Сергеем:

Да, речь идет о когерентном сложении, а значит складывать надо не мощности, а амплитуды. В упрощенном виде -135 дБн/Гц и -153 дБн/Гц надо перевести в амплитудные единицы, сложить (или вычесть), и сравнить с исходным уровнем. Получится как раз 1 дБ с копейками.


Не помню, где об этом было написано. В патенте речь об отсутствии деления в петле и обхода внутрипетлевых шумов. В конечном итоге у Александра есть перенос на низкую частоту, f1-f2 = 50 МГц, где f1 и f2 много больше 50 МГц, при том что источники разные.

Проблему можно решить и по другому. Так сказать, «в лоб». Структура остаётся прежней. В ЦАПе та же внешняя резистивная матрица на печатной плате. Просто увеличивается количество расщеплённых фаз. Что этим достигается показано, как пример, на прилагаемом рисунке, где обозначено: K – количество расщеплённых фаз, dA – неточность сегмента ЦАП. При двукратном увеличении К спектр улучшается в среднем примерно на 3 дБн. Но самое главное – это происходит при снижении точности ЦАП тоже в 2 раза. Конечно, увеличиваются аппаратурные затраты, но они ложатся, в основном, на FPGA, теперешние объёмы которых позволяют это делать. Так что проблем с этим не должно быть.

Получается, что при сложении в смесителе, например, двух когерентных сигналов LO и RF с одинаковыми частотами и уровнями СПМФШ на выходе смесителя происходит увеличение фазовых шумов на 6 дБ, если сигналы некогерентные (их шумы некоррелированны), то на 3 дБ. Все-таки интересует, как на практике можно обойти закон 20lgN при единой опоре в генераторе/синтезаторе? Для этого нужно сделать из одного источника частоты несколько некоррелированных сигналов и затем их складывать на смесителе. Как их сделать некоррелированными? Поставить линии задержки?

Можно также зафапчевать в узкой полосе (десяток герц) несколько управляемых генераторов. Их шумы за петлей будут некоррелированны. Каждые 3 дБ выигрыша (теоретически) требуют удвоение числа компонентов - такие вот получаются шахматы
С линией задержки наверное с биениями надо будет разбираться.

Это - шашки. Реальные шахматы подсказал в другой теме Алексей - узкополосный ПАВ-фильтр с высокой входной мощностью.
Одним выстрелом двух зайцев: убиваем спуры обертонового генератора и снижаем шумы за пределами полосы фильтра.

А если нужно снизить фазовые шумы на близких отстройках, например 1 или 10 кГц в X-диапазоне? ПАВ здесь не подойдет. А если речь идет о борьбе за сверхнизкие шумы, например -140-145 дБ/Гц на 10 кГц на частоте 8-12 ГГц, которые на сегодняшний день невозможно получить с использованием техники умножения доступных в продаже малошумящих кварцевых генераторов? Например, если взять Морионовский 100 МГц, у которого СПМФШ=-176 дБ/Гц и умножить на 100, то получим -136 дБ/Гц. И как мы будем обходить закон 20lgN в этом случае?

Я там исправился, а Вы меня выдали цитатой. Только после отправки поста вспомнил, что эту идею предложил Алексей (rloc).

Тогда сразу уж лейкосапфир ФАПЧуйте. ДРов слишком много понадобится для таких ФШ.

Я не сторонник лейкосапфиров. Пока что дорого и ненадежно. Как правило, подобные генераторы применяют в лабораторных условиях в научных целях и, насколько мне известно, требуют вмешательства оператора. Почему их до сих пор не применили в той же измерительной технике, в тех же генераторах?

Почему не применили? Сергей Бельчиков уже имеет положительный опыт применения лейкосапфира в своём синтезаторе "Сапсинт".
Мало того, слышал краем уха, что его уже и в космос запускали. Но сам лично не применял и не собираюсь, нам такие ФШ не нужны.
Тут дать бы ладу освоить ДР и хотя бы до -120 дотянуться. Пока даже это не получается. С ДНЗ таких ФШ добиться не получается.

А почему его нет в продаже? Я так понял, что работы по нему ведутся уже 6-7 лет. Про космос не поверю. Проверенные источники в студию

Ненадежно - это, пожалуй, миф. Дорого, да. Реализация шумового потенциала лейкосапфира в измерительной технике хотя бы на 60-70% требует достаточно серьезного прогресса в ряде сопутствующих устройств: нужен достаточно нетривиальный ЦВС (DDS) с параметрами, превосходящими обычные коммерчески доступные микросхемы, нужны эффективные технологии фильтрации, нужны специфические широкополосные усилители и управляемые аттенюаторы с малыми ФШ. Именно поэтому работы по проекту длятся дольше, чем "хотелось бы". А также потому, что ведутся исключительно на собственные средства (но это, все равно, фактор второго порядка).


Это не соответствует действительности. Однако райтеоновские SLCO, с высокой долей вероятности, используются в американских военных РЛС нового поколения. Либо, по крайней мере, для проверки их задающих генераторов.



Если не заморачиваться с сапфиром, то обычный подход к решению такой задачи - это построение гибридного профайла ФШ. 10 МГц (кварц) -> 100 МГц (кварц) -> 1000 МГц (ПАВ) ->10 ГГц (DRO). Однако, по моему скромному мнению, циферки в -140...-145 дБн/Гц на отстройке 10 кГц @10 ГГц даже с гибридным профайлом, хотя и не являются невозможными, будут иметь характер единичного достижения (близкого к предельному). Цифра в -145@10кГц на 10 ГГц - это, пожалуй, тот барьер, который даже с гибридным профайлом преодолеть уже не получится. Для лейкосапфира же эти циферки являются "начальными" и не представляют никакой сложности.

Любопытно, кому это реально нужно


Не уверен, что он вообще будет продаваться в России. Если только как импортное изделие.

Слышал, что в сапфировом генераторе сложно удержать нужную моду, что перескок на др. моду может происходить от тряски, т.е. применение такого генератора на подвижных платформах, движущихся, например, по земле, уже под вопросом. Еще у него частотный диапазон генерируемого сигнала крайне ограничен, и лежит в районе 10 ГГц. Но по своим шумовым характеристикам он бесспорно опережает др. генераторы.



Шумы при отстройке 10 кГц будут определяться именно 100 МГц кварцем, шумы среди доступных колеблятся в переделах -170..176 дБ/Гц. Уже получается -130..136 дБ/Гц на 10 ГГц при переносе наверх. Похоже, что без сапфира не обойтись

Так ведь сказал: "краем уха", разрешаю не верить ни разу
Тем более, что Сергей опроверг, а он как раз тут в теме.

С другой стороны - а почему бы нет. Основная задача - обеспечить устойчивость к 10g.
А дальше, на спутнике или корабле, у него отличные условия для устойчивой работы.

Это брехня и мифы. Почитайте, например, шведов.
http://www.ep.liu.se/ecp/008/posters/028/ecp00828p.pdf
Сделать можно хоть на 6 ГГц, хоть на 20 ГГц, только речь идет об одной частоте. Можно сказать, что относительной перестройки нет вообще.

Совершенно не факт. Если есть, к примеру, такой ПАВ-генератор (см. картинку), то будут определяться именно ПАВом.