Умножали на транзисторе 2т647а-2. Умножает хорошо, но повторяемость параметров невысокая. Решается настройкой каждого каскада умножения. Ещё умножали на ABA-53563. Но выходной спектр не понравился - большие боковые составляющие.

Почему решили собирать именно на биполярных? В случае одного транзистора, какую схему включения выбрали - только цепи согласования по входу и выходу? Была ли дополнительная цепь смещения по базе? Ставили ли выходной фильтр, полосовой или режекторный? Почему, все-таки, решили именно на одном транзисторе делать? Какая полоса и потери в итоге получились (или, может, усиление)?
По поводу ABA-53563, это ведь усилитель, там в составе несколько транзисторов, как методику расчета УЧ можно применить к уже готовым усилителям? Понимаю, что нелинейность и там, и там будет (т.е. и в одном транзисторе, и в готовом усилителе), но ведь нужно какие-то первоначальные расчеты делать, "на коленке"? Для одного транзистора я еще встречал пару примеров расчета в литературе, и то, частоты относительно низкие, транзисторы германиевые. Если проектируется УЧ на одном транзисторе, нужно из него (транзистора) выжать все, что можно - либо нужна максимальная мощность на выходе, либо важен другой параметр, я верно понимаю?

А все-таки, какой вариант удобнее - если нужно поднять частоту от кварцевого генератора (100 МГц) в область СВЧ, например до 12 ГГц - использовать умножитель на ФАПЧ, или ставить несколько микросхем широкополосного удвоителя частоты, которые не всегда сигнал усиливают, да еще их штук 7 придется поставить, получив частоту 12,8 ГГц, а не 12ГГц. Кто знает, в какую сторону думать, что полезнее изучить?

Всё очень сильно зависит от заданных шумовых характеристик. На одноконтурной ФАПЧ внесённые шумы для 12 ГГц будут выше, чем при умножении, а профиль ФШ будет далёк от профиля Лисона. Умножать со 100 МГц можно и быстрее, и ровно до 12 ГГц, если не стоит задачи умножения без потерь. Вот так, например:
1. 100 МГц умножаем на 5 с помощью RMK5-751+.
2. 500 МГц на 2 AMK-2-13+, затем на 3 AMK-3-452+.
3. 3 ГГц умножаем на 4 с помощью HMC695LP4.
Но это допустимо только для одной частоты, а не для полосы частот.

Конечно, идея PDS довольно сложная как для понимания, так и для воплошения в реальность. Трудно даже промакетировать её, чтобы получить убедительные результаты её преимуществ. Тут rloc посоветовал мне параллельно заняться другими направлениями, ту же самую задачу решить другими путями. Я откликнулся на его предложение и в сообщении №1111 описал ещё одну идею, более простую и прозрачную. Скачиваний было довольно много (в данный момент их 50), но ни единого отклика. Неужели ж это никому неинтересно? Расчётами показано преимущество на 2 порядка по сравнению с DDS. Макетирование простейшее (хотя и этого я сам не в силах сделать): ПЛИС плюс стандартный ЦАП, не то, что в PDS, где всё упирается в ЦАП особого типа. Если бы кто-то понял и оценил идею, провёл макетирование, то можно было бы предложить идею фирме, имеющей выход на интегральную технологию, возможно даже отечественной, для воплощения в заказной микросхеме. Немножко улучшил описание в сторону большей ясности и прилагаю. Надеюсь, что отзывы будут.

Спасибо за ответ, VCO. Если бы перед вами были две задачи - 1) спроектировать УЧ с помощью использования эффекта нелинейности, какую схемотехнику вы бы выбрали в случае высоких требований к фазовому шуму? (Я примерно так понимаю, что минус 130 дБн/Гц при отстройке 10 кГц - относительно невысокий уровень). 2) И тот же самый вопрос об УЧ с ФАПЧ - какая схемотехника, сколько обратных связей? (для данных УЧ, из рекламы хиттайта, достижимы шумы минус 110 дБн/Гц). Еще я так и не смог найти сравнений различной схемотехники УЧ на одной элементной базе, или хотя бы близко к такому сравнению

PS: под схемотехникой УЧ я все-таки хотел бы представлять именно то, что внутри микросхемы. Ту цепочку умножителей, что вы привели - параметры я вижу, но непонятно, что внутри, как именно организованы умножители.

Тогда такую, какую Вы описАли - семь умножителей на 2, как Александ Ченакин учил, потом 800 МГц бы вычел, если уж надо именно 12 ГГц.

А тут дело не в количестве ОС, а в качестве ГУНа, если переводить спектр опоры в спектр СВЧ-опоры. Не вижу смысла городить многоконтурник ради оптимизации потерь в петле ФАПЧ только для умножения. Проще взять CRO на 3 ГГц, или на 4 ГГц, или на 6 ГГц, оптимизировать суммарные шумы, а потом домножить на 2, на 3 или на 4. Новый писк по минимизации шума - ПАВ-генераторы на кварцевой подложке, то, что выше обсуждалось. Для меня пока экзотика...

Прямой аналоговый синтез и/или upconverter для переноса нужной формы (того же DDS) на нужную частоту.


Можно попробовать пофантазировать на эту тему… Берём хороший генератор на единицах или десятке ГГц (DRO, сапфир, умноженный ПАВ – кому, что нравится). Действительно, проблема (если уж упираться в шумы по серьёзному) может быть с перестройкой, как Вы верно подметили. Берем испытанный метод. Есть проблема – ну и … ладно. Не хочет генератор перестраиваться, и не надо. Чего над ним измываться? Возьмём ещё один более-менее нормальный перестраиваемый генератор, например, тот же CRO. Далее - его выход делим вниз до несколько десятков МГц, чтобы получить приемлемые шумы (вещь относительная; для любителей сапфиров можно сразу брать перестраиваемый OCXO или VCXO). Далее – смешиваем первый, фиксированный “плавающий” высокочастотный и второй, перестраиваемый низкочастотный генераторы (считаем, что их шумы получились одного порядка) и выделяем (фильтруем) нужную боковую. В итоге считаем такой вот “бутерброд” генератором, частота которого контролируется по управляющему входу второго перестраиваемого генератора (CRO, VCXO или что там ещё). Весь смысл – получить нужную перестройку, не заморачиваясь оной.

Стоит ли пофантазировать дальше, или numbers не сходятся?

И получаем проблему неподавленной боковой на выходе. Особенно при широкой полосе перестройки. Восможности IRM смесителей далеко не безграничны. Смесители с подстройкой баланса постоянкой приносят в сигнал шумы ЦАПов. Есть конечно одно решение- ЖИГ фильтр. Но тогда "мы снова стоим на дерибасовской" хотя так делть иногда приходится- по сравнению с ЖИГ генератором решегие с ЖИГ фильтром вырезает 2 гармонику. Перестраиваемые фильтры на ферроэлектриках пока малораспространены.
Если мы в качестве подставки исполтьзуем ДДС то вообще получаем волохатость от спуров. Так что подставка ДДС находт применение только в гибридных синтезаторах в канале перед ФД , где спуры режутся и размазываются последующими цифровыми счетчиками, хотя могут и вылезти в самый неприятный момент.

А разве у ПАВ-генератора тоже шумы резко повышаются после ФАПЧ? Вроде как Temex/Rakon его от кварца застабилизировали..

А фильтруем чем? Широкополосной ФАПЧ?

Мне идея понравилась! Внесу свою копейку:
ПАВ на кварцевой подложке ФАПЧуем, например, на частоте 937,5 МГц. Умножаем четыре раза на 2, получая сетку частот 1875, 3750, 7500 и 15000,
и делим Centellaxом вниз до десятков-сотен МГц. Если смешиваемые комбинации фильтруем с помощью ФАПЧ, то проблема высоких шумов ДДПКД на дальних отстройках решается шумами ГУНа. В итоге уходим от некогеррентных опор и получаем довольно плотную нарезку частот.

Или я опять порядком шумов ошибся?

Я не о том. Речь об опоре, а не о перестраиваемом синтезаторе (я всегда запаздываю на пару недель с комментариями). Т.е. о фиксированном генераторе с низкими (на самом деле) шумами. Получить малые шумы на хорошем резонаторе (DR, лейкосапфир, полый резонатор, ПАВ - нужное добавить/подчеркнуть) не так уж и сложно. Проблемы начинаются потом. Этот генератор нужно перестраивать (в узкой полосе), чтобы зафапчевать его от кварца (а куда ж без него). А перестройка – это расстройка (уход с максимума резонанса), причем полоса перестройки должна перекрывать температурный дрифт и старение. Одно из решений – термостатирование, а это ухудшение шумов при нагреве (хотя можно и не греть, но это уже другая история), потребление, габариты (можно взглянуть на картинку Ракона-Темекса). Отдельная эпопея с перестройкой сапфира, что обычно решается (гусары, молчать!) перестройкой частоты при температурном воздействии. Смысл моего комментария был в том, что проблему можно попытаться решить по другому – см. выше по тексту.


Вот, вот. Его ещё надо застабилизировать, т.е. перестроить, чтобы ФАПЧ замкнуть.


Например, таким же (ещё одним) высокодобротным резонатором.

Дошло. Это не Вы запоздали с комментариями, это я поспешил с выводами

Тогда ПАВ-генератор и ПАВ-фильтр на кварце изумительно красиво смотрятся.

Я опять о своем.
ПАВы ограничены частотой сверху.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Может FBAR? Это дальнейшее развитие ПАВов.
книжка

В НижнемНовгороде в КБ Икар, щас этим очень сильно занимаются, исследуют и даже уже чего то измеряют. По их расчетам их резонаторы ограничены частотой 20ГГц!. А Avago уже выпустил первые коммерческие продукты на FBAR резонаторах.

Это к вопросу, что будет вместо ФАПЧ.
Конечно, прямой аналоговый синтез хорош тем, что в принципе может обеспечить наименьшие спуры и наибольшее быстродействие. Но какой ценой? Сложно, большие габариты, потребление, стоимость. Так что синтезаторы на основе ФАПЧ всегда будут альтернативой для тех, кому нужно попроще и подешевле. Я как-то «загнул» здесь на форуме, что PDS решает все проблемы частотного синтеза. Нет, конечно. Заявил так, чтобы спровоцировать обсуждение, хотя это и не удалось. PDS хорош в своём классе синтезаторов, т.е. именно на базе ФАПЧ. Вот и другой вариант, тоже с ФАПЧ, на который я всё пытаюсь вызвать отзывы, но пока безуспешно. Ещё поработал над ним (прилагаю). Можно получить спуры не хуже -66 дБн на частоте 10 ГГц.

Не сходятся. Как только CRO поделим до шумов SLCO (обозначил так для понятности низкошумящий СВЧ источник), диапазон его перестройки окажется слишком маленьким (относительно SLCO), чтобы компенсировать температурный дрейф и старение. CRO с большим диапазоном перестройки нет смысла брать, его шумы даже после деления не приблизятся к SLCO. В случае OCXO, понятно, ситуация еще хуже. Замкнутый круг. Вижу пока только один выход - сделать делитель CRO дробным (DDS, ДПКД). Хотя тогда и смысл в CRO пропадает, можно и сам SLCO подстраивать: в узком диапазоне - аналоговым способом, в широком диапазоне - дробным делителем.

У меня вырисовывается другой вариант. Допустим взяли мы SLCO, поделили с помощью DDS (ДПКД, как кому нравится), затем смешали с SLCO и выделили одну боковую (ФАПЧ например). Т.е. уже есть механизм компенсации температурного ухода/старения, и не только (правда, оговорюсь, в цифровом виде). Для оценки температурного дрейфа нам понадобится OCXO. Остается каким-то образом передать информацию DDS о разнице между OCXO и SLCO. Вот тут и наступает самый интересный момент. Давайте преобразуем фазовую разницу между OCXO и SLCO в цифру с помощью АЦП, другими словами сделаем преобразователь время-цифра (TDC, Time-to-Digital Converter) и учтем эту разницу при дальнейшем дробном делении. Для этих целей лучше всего подойдут пропорционально-интегрирующие АЦП. Подробности опускаю, если кому интересно могу продолжить. В целом получается некий гибрид в дискретном исполнении, который в мире известен под названием ADPLL (All Digital PLL) и ранее был реализован в основном в интегральном виде. Впрочем даже TDC не нужен - можно просто оцифровывать синус (деленный SLCO) и выделять в цифре фазу (частоту). Такая конструкция становится возможной, благодаря тому, что по цепи компенсации температурного дрейфа (учета шумов более добротного источника) не нужна широкая полоса и не играют большого значения задержки в АЦП/DDS.


Кстати мир не стоит на месте, прочитал недавно о реализации дробного ФАПЧ с шумами -240 дБн/Гц. Как мы помним, год назад было упоминание о -238 дБн/Гц, и то только в целочисленном виде. Если найду, приведу ссылку. На мой взгляд, в этом направлении не последнюю роль играют отличные знания разработчиков особенностей технологии производства микросхем, т.е. скорей разработчик идеи, схемы и топологии - это один человек.


А FBAR еще по мощности ограничены, при том же произведении F*Q с SAW, выгоды никакой.

Цифры, которые Вы привели, хорошие. Но это наверняка в формате FOM, В конкретной схеме это может соответствовать, к примеру, и -140 дБн/Гц, но может и -40 дБн/Гц. Всё зависит от отношения частоты сигнала к частоте опоры. Привычнее было бы использовать формат, принятый на форуме, с описанием конкретной схемы.

Да, так тоже должно получиться, если цифровая PLL потянет нужную скорость перепрограммирования. Кстати, это перекликается с другой идеей стабилизации (временной) синтезатора. Обычно 100 МГц-ая опора в синтезаторе зафапчевывается от внешнего 10 МГц-го сигнала. Другой вариант – не делать этого напрямую, а подстраивать (перепрограммировать) элемент синтезатора, задающий разрешение (обычно DDS). Сигнал с выхода (или какой-то внутренней точки) синтезатора приводится к 10 МГц (например, ещё одним DDS, используемым в качестве делителя) и сравнивается с внешним 10 МГц, сигнал ошибки идёт на подстройку (перепрограммирование) основного DDS, а внутренней 100 МГц OCXO остается “свободноплавающим” (что весьма благотворно отражается на его шумах).

Очень похоже.

Подразумевал FPGA и DDS внутри него, про SPI можно не думать.


Нравится еще гибкость в параметрах петли обратной связи, всем известная интегрирующая RC цепь заменяется на цифровую. Помните беседу на тему улучшения кратковременной/долговременной стабильности 10 МГц? И о замене одного OCXO кучкой TCXO? Где-то идеи пересекаются, заманчиво перейти на АЦП, как замену классическому ФД. С удовольствием покопался бы в этом направлении, прежде всего в стабилизации СВЧ источника
А как насчет того, чтобы сделать первую петлю в Квике прямосинтезируемой?

Понятно,
DDS=FPGA+DAC
+
ADC
_______________
FPGA
Т.е. чистая цифра, никаких лишних задержек и искажений. Класс!

Прокомментирую, что имею в виду:
От СВЧ-опоры тактируем ядро DDS, собранное на FPGA, сравниваем в цифре с умноженными часами GPS и по разнице стабилизируем СВЧ-опору.

Статья о том, как из простого OCXO на 128 МГц с шумами -180 дБн/Гц (кхе-кхе) получить 10.24 ГГц с шумами -140 дБн/Гц.

"The pursuit for low cost and low phase noise synthesized signal sources: Theory & optimization", Poddar, A.K. ; Rohde, U.L., 2014
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Александр, всегда приятно послушать умного человека)
Есть правда одна проблемка: на озвученную выше идею при ближайшем рассмотрении есть патент "известной в определенных кругах" конторы Raytheon. А решение красивое и рабочее.
По поводу верхней боковой на выходе: коллеги, надо осваивать качественные фильтры и все будет хорошо.
Вот на вложенной картинке мы давим пролаз гетеродина на 110 дБ. А верхнюю боковую еще больше. Это семь звеньев. А можно и еще больше завалить в девятизвенной конструкции. Было бы желание.
А вот еще одна штука, потребная для прямосинтезного агрегата, -скоростной ключ. Так что работа полным ходом.

Подскажите, пожалуйста, в какой литературе можно найти зависимость относительного коэффициента температурной нестабильности (КТН) синтезатора от КТН опорного генератора, используемого в качестве источника сигнала для данного синтезатора. Можно ли говорить о том, что "КТН синтезатора = N/R * КТН оп.ген.", где N - коэффициент деления в петле ФАПЧ, M - опорный коэффициент деления? Тот КТН, который приводится в российских даташитах на кварцевые генераторы в виде, например, +/-5*10-6 в диапазоне температур от 0 до 50С, какая там размерность, это ведь относительный КТН? В зарубежных даташитах приводят значения КТН в виде, например, +/-10 ppm при температуре от 0 до 50С. Верно ли будет пересчитывать эти "пипиэмы" в "минус шестую степень" как +/-10 ppm = ((10+10)*10-6)/(0 + 50) ? Если дан КТН опорного генератора с размерностью [1/С] в температурном диапазоне от Т1 до Т2, , значить ли это, что для его получения взяли КТН из даташита (+/-5*10-6) и разделили его на сумму |Т1| и |Т2|?


Насколько понял, для перевода из ppm температурный диапазон не учитывают, т.е. +/-5 ppm = 5*10-6, и даже знак +/- почему-то не указывают..

Обновлено. См. раздел 6, ну и прочее.

Поправка. В разделе 4, о QS, занижена скорость его перестройки. Цифра 1 миллисекунда существует, но это специально программно вводимое замедление для определённых целей и к фактическому времени перехода на новую частоту отношения не имеет. Действительная скорость – несколько десятков микросекунд. Прошу прощения у Александра, автора разработки, что не разобрался и занизил возможности QS. В общем, хорошая штука этот QS. Но вот что ещё интересно. Продолжаю разговаривать как бы сам с собой, никто так и не откликнулся на мой материал, расположенный здесь.

Всё пытаюсь осмыслить идею Александра, его QuickSyn (QS), но вопросы всё ещё остаются. Своё понимание изложил в прилагаемом описании. Оно довольно-таки поверхностное, и хотя множество раз подправлялось по мере постижения идеи, но несомненно требует дальнейшей корректировки и детализации. Вопрос мой об устройстве второй, точной петли ФАПЧ, работающей на гармониках частоты сравнения Fr, равной шагу сетки частот. Но сначала о некоторых аналогиях, которые сами собой напрашиваются. Например, эту петлю можно было бы построить очень просто (если чисто теоретически) в виде импульсно-фазовой автоподстройки с ФД типа «выборка-хранение». Но, видимо, на практике этот путь тупиковый, поскольку требует формировать импульсы недостижимо малой длительности. Другой путь – сразу (без каскадирования) сформировать спектр гармоник частоты Fr, простирающийся до частоты ГУН, и сравнение вести не на пониженной частоте Fr, а на высокой Fc, т.е. на частоте ГУН. Но тут, пожалуй, «засада» в энергетике. Гармоник тьма, и каждую надо «кормить», чтобы была достаточно высокого уровня (а иначе проигрыш по шумам), а где ж набраться на всех столько корму (?). В этих двух вариантах остаётся также вопрос о шумах источника Fr - можно ли обеспечить их достаточно малыми, чтобы, будучи умноженными до частоты Fc, они оставались на допустимом уровне (?). Можно ещё подниматься вверх каскадированием, развернув имеющуюся цепь обратной связи в противоположном направлении. Но сложно, без фильтров не обойтись. И вот теперь главный вопрос. А что имеем на выходе смесителя в каждом каскаде обратной связи QS? Нужна ли там хотя бы слабая фильтрация результата смешения? Кто что знает об этом?

Попробую вкратце ответить.



Александр говорил, инженеры многократно пытались реализовать подобные идеи, но так и не удалось добиться стабильности и повторяемости результатов. Один-два экземпляра сделать можно, но для массового производства (контрактного) не годится. Когда идет большой поток, заниматься тонкой ручной юстировкой нет времени. Два года назад я делал умножитель на аэрофлексовских SPD со 100 МГц до 9.5 ГГц с диапазоном перестройки ~10%, шумы получились изумительные, порядка -130 дБн/Гц, но на настройку одного изделия уходило по полдня. Вывод один - нужно сокращать кратность умножения в расчете на один каскад.


Все правильно, фильтрация нужна.

А можно подробнее? На чём построены фильтры? Что надо давить и до какого уровня, а что оставить для пользы дела? Как связано необходимое число каскадов преобразователей частоты с отношением верхней частоты сигнала Fc к частоте сравнения Fr (шаг сетки)? Какова частота Fr в QS и сколько там таких каскадов?

Фильтры - простые ФНЧ, внеполосного подавления достаточно 15-20 дБ, чтобы делители и смесители правильно работали. Количество каскадов, как можно догадаться, зависит от максимальной кратности умножения. Допустим Fc/Fr = 10/0.1 = 100 , можно разбить как (5*2)*(5*2) = 100 (двойка - с учетом верхней и нижней полос).

Арифметику не понял. Сколько каскадов - 100, 5 или 2?

100 - общий коэфф. умножения, 2 каскада по x5 на каждый.

Какая же всё-таки опорная частота QS?

Vitaly_K, нарисуйте схему, как Вы понимаете, попробуем вместе разобраться. Или напишите какие плюсы/минусы Вы предполагаете, обсудим. Есть же еще и другая схема (Eric Drucker), в общем виде обладающая не меньшим потенциалом. Для полноты картины, хорошо рассмотреть все варианты.

Схема Друкера чрезвычайно сложная. 3 петли собственно синтезатора, не очень похожих друг на друга, плюс генератор множества опорных частот, тоже с петлёй ФАПЧ. Да еще ЦАПы в двух из них для предустановки. Не проще ли включить последовательно 2-3 совершенно идентичных схем QS (для мелкости сетки), так чтобы выход предыдущей был опорой для последующей, и получить тот же результат по шумам?

По сложности они примерно одинаковы - две петли. Как реализован мелкий шаг, на ДПКД или на ЦАП, и как сделана предварительная (грубая) установка частоты, на ЦАП или на отдельной петле ФАПЧ, - это детали. В целом - у Александра сначала получается мелкий шаг по частоте, потом - крупный, у Друкера - наоборот, сначала - крупный шаг, потом - мелкий шаг. Общее в этих схемах - отсутствие деления в петле и низкий уровень ПСС, за счет большой разницы по частоте между частотой ФД и выходной частотой, в том месте, где нет кратности по частоте (мелкий шаг).

Ну что я могу сказать? Возможно, Вы, как специалист поближе к практике, и правы в оценке сложности схем. Я уже давно не занимаюсь реальными разработками. Мне симпатична сама идея Александра (по патенту) своей оригинальностью и простотой. А у Друкера это как некий вариант из попурри на тему как получить хороший спектр за счёт наращивания петель ФАПЧ. Наверное, не одну такую схему можно нарисовать. А что Вы скажете по поводу последовательного включения нескольких схем Александра (опять-таки по патенту), чтобы получить мелкую сетку, о чём я писал в прошлом reply?

Много раз обращал внимание местной аудитории, что фирменным почерком Александра является как раз использование в петле обратной связи делителей умножители в петле в патент заложены, но в квике практической реализации не получили. Это - запасное оружие на случай эволюции синтезаторного "ядра".
Мне Ваш вопрос, Виталий, по поводу "последовательного включения" нескольких схем Александра представляется непонятным. Ведь малый шаг у Александра реализуется в подставке. То есть Fr в вашей упрощенной схемке - это у Ченакина еще одно кольцо. И для понимания ключевого различия между Дракером и Ченакиным надо анализировать именно подставку(и) офсетной схемы. У Дракера она фиксированная, у Ченакина перестраиваемая. Дракер малый шаг получает в последнем кольце ФАПЧ. Ченакин получает малый шаг в кольце "промежуточном", в кольце Fr.

Это только часть айсберга. А если рассмотреть целиком?


Да уж, не знаю что и сказать. Огорчаете меня. Слышали у Agilent (Keysight) есть генераторы серии MXG X-series? Сравните шумы (опция UNX/UNY) на частоте 3 ГГц с Квиком?


Ничего хорошего, проще есть. Александр уже писал о методе получения мелкого шага в своей книге и здесь упоминал об этом.

Мой вопрос как раз о том, чтобы не формировать мелкую сетку в опоре схемы Александра. Опорная частота для первой схемы постоянная, а для следующей(щих) она является выходом предыдущей схемы, т.е. переменная.

В сильно упрощенном виде схема квика выглядит примерно как у меня на картинке. Куда именно Вы хотите вставить еще "одну схему"? А главное: с какой целью?

Я ведь подчёркивал, обратите внимание, что имею в виду схему по патенту. Цель – получить мелкую сетку, не формируя её в опоре.

То есть вы задаетесь целью ради факта постановки цели ? без какого-либо практического смысла?
Просто если вы хотите что-то "прикрутить" к квику - должен же быть смысл, не так ли? Например, преодолеть некоторые ограничения квика (ну, скажем, по шумам или спурам, или скорости перестройки). Так вот преодоление большинства его ограничений на практике легче осуществить без накруток дополнительных частотно-преобразующих схем, наподобие той, что в патенте

Предлагаю не копаться в деталях, обойтись общей структурной схемой, не оставлять поводов для критики, ненужных вопросов ... ну Вы понимаете.

Забавная новость. Александр стал главой R&D в компании Anritsu. От себя хочу пожелать успехов. Надеюсь, он встряхнет тамошнее болото в части синтезаторных разработок.

В этом году ремонтировал пару старых генераторов и один спектроанализатор Anritsu. Приколол их подход к силовой электронике: ни один из линейных стабилизаторов генератора (а их там что-то больше дюжины) не включен по одной из схем соответствующих даташитов. Как бывший силовик выпал в осадок. Сорри за

Оффтопик напомнил http://www.hpl.hp.com/hpjournal/pdfs/IssuePDFs/1981-02.pdf - история легендарного 8662А, есть на что даже сейчас посмотреть. Чтобы смесители от мусора почистить ФАПов с ГУНами не жалели. ГУНы с коммутацией (интересно, пины не сильно портили добротность резонаторов? ведь Rs у 5082-3188 0.6 Ом) . Кварцевый подчисточный фильтр (не генератор) на 160МГц! во избежание замодуляции вибрацией сигнала висел на резинках. Конечно, сейчас почти половина генератора заменяется одной DDS-кой, но все же...
Их основной ГУН на 221 странице "MICROWAVE AND WIRELESS SYNTHESIZERS" Theory and Design Ulrich L. Rohde (у меня она в кривом скане - 76метров - здесь не положить) . Коаксиалы чтоли? Жалко все сервис-мануалы в сети на 8662 и 8663 либо СВЧ в отвратном качестве, либо без ВЧ части - только цифра и ЧМ модулятор. Типа http://www.ko4bb.com/manuals/index.php?dir...ignal_Generator и
http://www.ko4bb.com/manuals/index.php?dir...ignal_Generator

Да, мы в этом году на те же грабли наступили при ремонте 8673. Видимо сканеры тогда совсем убогие были, а может быть дали задание сканировать какой-нить девахе, далёкой от схемотехники. Схемы убиты напрочь, даже силовую часть не прочесть.
Работали по наитию, но мне повезло свалить на пару недель в отпуск, и самая сложная часть калибровки и юстировки ЖИГ-фильтра меня обошла стороной. В этом генераторе они перестали дурью маяться и почистили весь спектр до умножения YTF от Advantek ЕМНИП.
Но управление ЖИГ-фильтром из 6 плат повергло в тихий ужас

Делители – это да, но шиворот-навыворот (и вне петли за редким исключением) и для другой функции. Я это называю spreader – расширитель диапазона (того же ”отконвертированно-заделённого” DDS, например). Кстати, почему-то встречает полное непонимание (пробовал на местных презентациях – сочли за очередную причуду), как будто попросить нарисовать картинку, глядя на неё в зеркало. Хотя куда уж проще… из небольшой полосы получить большую, используя разные коэффициенты (что умножения, что деления – какая разница). Этот прием я действительно часто использую.

По делителям в петле. В основной петле (что в патенте) ”по сути” их нет. Чтобы убрать кавычки нужен небольшой экскурс в историю. Сначала появилась 10 ГГц-я версия (5-10 ГГц основной ГУН), и делителей там (в той именно петле) нет. Без всяких кавычек. А потом в следующей версии пошли вверх, используя 10-20 ГГц ГУН. Чтобы не менять всю схему (и алгоритм работы), проще всего оказалось добавить к этому ГУНу делитель на 2. Т.е. основная схема воспринимает эту матрешку (опять Ваш термин ) как старый ГУН 5-10 ГГц со встроенным умножителем. Ну и пусть себе именно так и воспринимает, если ей от этого проще (а ей проще, т.к. больше ничего менять не надо). Т.е. я не пытаюсь следовать самим же придуманным догмам (нет делителям!), тем более, что на 10 ГГц от их шумов оторвались уже дБ на 20 минимум.

А так, Вы правы. Ничего не имею против делителей как вида


Спасибо, будем разбираться.


Есть одна заковырка. Схема (по патенту) – целочисленная, в чем её прелесть – избавиться от интермодуляционных продуктов смесителя (”схлопывание” в терминологии Сергея). Но её шаг (разрешение) в какой-то момент будет ограничен полосой фильтра ФАПЧ, т.е. где-то надо разбивать кратность (целочисленность). Это можно делать разными способами, например, с помощью frac-N, DDS или Вашего PDS (с удовольствием побробовал, если бы такая микросхема была бы на рынке). И тут основной момент – это добиться максимально возможного отношения вых. частоты к частоте сравнения (или другими словами повышать степень продуктов смешения смесителя, чтобы уменьшить их уровень - т.к. они могут оказаться в полосе фильтра ФАПЧ). Обе схемы (гребенка и воронка в терминологии Сергея) являются двухпетлевыми и абсолютно аналогичными в плане минимизации шумов. Я уже писал, что основное преимущество ”воронки” – это узкополосность (вых. частота) одной из петель, что резко повышает её технологичность. В ”гребенке” две петли октавные (обычно), соответственно и затраты растут пропорционально (а точнее несоразмерно).


Очень хорошо сформулировано.

Свеженькое на тему PLG
http://www.micran.ru/sites/micran_ru/data/...Z_FREQUENCY.pdf
http://www.micran.ru/sites/micran_ru/data/..._RESOLUTION.pdf

Как я понял, в одной из Ваших статей описан метод как получить опору, включающую мелкую сетку, а в другой – как построить синтезатор на базе такой опоры. Вопрос по первой статье. С помощью дробного делителя частоты с дельта-сигма модуляцией (DSM) получили частоту FОГ/(N+F/M)). Почему далее не сложить её в смесителе с частотой FОГ и получить ту же, что и у Вас, частоту FУГ=FОГ(1+1/(N+F/M))? Или всё дело в том, чтобы использовать имеющиеся микросхемы синтезаторов типа Frac-N PLL, а у них нет выхода делителя? Но ведь есть, например, отдельный дробный делитель частоты с DSM - HMC983LP5E. Почему его не использовать?
Второй вопрос о графиках как в первой, так и во второй статьях. На них не показаны значения ни отстроек, ни dBc/Hz. Почему?

Система должна потреблять как можно меньше. Хиттайты этим не отличаются. Здесь я перестраховался и использовал ФАПЧ в качестве узкополосного фильтра, чтобы подавить шум модулятора, пролаз подставки и зеркальную частоту.
Подписи на осях грохнули уже при верстке. Тут я не виноват.