СПМФШ и спектр на выходе отладочной платы LMX2594 EVM:



Наблюдается высокий уровень спуров при широкой развертке спектра по частоте (-73 дБн). На вход опоры подается синус 100 МГц (с выхода ref анализатора спектра) с мощностью 10 дБм, в микросхеме опорная частота умножается на 2. Пробовал уменьшать мощность опоры-уровень спуров растет. Помогает уменьшение выходной мощности СВЧ, но не на много. Пробовал подавать на вход диф. сигнал (меандр) с разным уровнем мощности (от минус 18 до 3 дБм)-с уменьшением мощности ситуация улучшается, но ниже минус 78 дБн спуры не опускаются. Как еще больше можно подавить спуры (желательно до минус 85-90 дБн)?

Качество отладки LMX2594 для таких измерений не подходит. Лучше - на своей плате и под крышкой.


Спасибо.
Сергей, графики считались по 2.4, конечно. У Царапкина (или Штина, уже не помню) в подобной 2.10 формуле сомножителем фигурирует параметр T0^-2, который в максимуме равен 4 и сокращается с двойкой в знаменателе около добротности. На практике я неправильно определил добротность резонатора - должно быть 4 тысячи, а не 8. Тогда, 2.10 даст адекватный результат. Недавно выловил наконец-то это промах. Неприятно, но не фатально - 8 тысяч улучшит результат на 6 дБ.

Отлично. Я подозревал, что Вы оперируете величиной T0^-2 (при этом уточним, что в интерпретации Царапкина Т0 - это произведение модуля S11 резонатора на крутизну его ФЧХ, которое выходит на максимум в районе 0.5 при критической связи с резонатором).

В данном контексте как Вы объясняете следующую нестыковку:

В статье Штина Development of ultra low phase noise microwave oscillators at CENAM дается упрощенная формулка типа: L(Fm) = k*T*NF/2Pin*T0^(-2)*(HBW/Fm)^2. HBW=F0/2Q=полполосы резонатора.

Что сие означает на пальцах?

Николас фактически говорит нам: если Вы, ребята, делаете генератор с комбинированной системой стабилизации, то в пределах петли АПЧ фазовый шум будет определяться "шумовым полом комбинированной системы стабилизации (фазовым детектором)". И согласно приведенной модели, кривая шума будет расти в пределах полполосы резонатора по закону 1/F^2 (то есть, выражаясь по-простому, 20дБ на декаду отстройки). И еще есть такой замечательный параметр, как T0, который, если правильно настроить резонатор, будет смещать кривую шума на 6дБ вверх в лучшем случае (в худшем еще выше).

Мы знаем, что у простого автогенератора на СВЧ шум растет по закону 1/F^3. Стало быть, когда мы врубаем КСС, то, согласно упрощенной модели Штина, шум должен не просто провалиться на десятки дБ, но и наклон нашего шума должен измениться с 30 дБ на 20 дБ.

На самом же деле это брехня, к сожалению. Все статьи с реальными измерениями генераторов с КСС (Иванова, Сен Гупты), Ваши измерения, наши многократные измерения демонстрируют в итоговых генераторах наклон 1/F^3. Что любопытно, наклон 30 дБ имеют как генераторы с LNA в петле АПЧ, так и без него (только с миксером). Стало быть, подобная упрощенная модель не работает

У Царапкина со Штином есть статья получше (PERFORMANCE LIMITS OF MICROWAVE OSCILLATORS WITH COMBINED STABILIZATION), где шум в петле КСС моделируется как Lfcs(Fm) = (Sint +Slna +Vpd/K^2)*(HBW/qFm)^2. Там Дмитрий Петрович Slna моделирует как постоянное число (что не факт, что соответствует реальности), но оговаривается, что есть, мол, еще одна аддитивная составляющая с наклоном 1/Fm (которая при умножении на (HBW/Fm)^2 как раз может дать 30 дБ на декаду) и что эта составляющая - ферритовый циркулятор. Шумы ее оцениваются как Lcirc (Fm)=-152-12*lg(Fm), то есть низкие (в районе -150 на отстройке 1кГц, а не -140, как Вы, кстати, указали в диссере). Циркулятор как бы дает возможность объяснить наклон в 30дБ (в отличие от работы Штина), но его маленькая оценочная величина не позволяет объяснить, откуда такой наклон берется в генераторах с шумом, например, -137 дБ/Гц@1кГц (где до "шума циркулятора" еще далеко).

Что касается параметра T0 - то это ИМХО лишь одно из средств подгонки графика матмодели к графику реальных измерений для рекламных статеек в журналах.

Когда я Дмитрию Петровичу у себя в лаборатории показал шумы SLCO c КСС с наклоном 30дБ, вместо 20дБ, и попросил объяснить, почему график не сходится с его матмоделью (и почему ни у кого и нигде ФШ подобного генератора не имел наклона 20дБ), он не нашелся, что ответить. Точнее он сказал, что в случае реальных измерений лучше моделировать генератор с КСС как обычный автогенератор по Лиссону, но с резонатором с лучшей "эффективной добротностью".

Моя точка зрения, основанная на анализе экспериментальных данных различных сапфировых генераторов с КСС, заключается в том, что в моделях Царапкина-Штина игнорируется частотно-зависимый коэффициент шума устройства выделения обратной волны, который всегда имеет наклон 1/Fm. Этот коэффициент шума пропорционален подавлению несущей (его максимум реализуется на несущей) и обратно пропорционален мощности, подводимой к резонатору. LNA на этот параметр положительного влияния не оказывает, поскольку он в плече "интерферометра" стоит после. Слишком сильно давить несущую черевато, поскольку это приведет к большому коэффциенту шума вида 1/Fm экстрактора обратной волны, который в пределах полполосы резонатора по отражению вырастет еще на 20дБ (в итоге даст наклон 30дБ). И этот наклон будет у любого генератора с КСС (с циркулятором, с подвешенной линией, с TWDF). Здесь возникает вопрос, а зачем тогда сильно давить несущую? А для того, чтобы обострить ФЧХ S11 и сузить полполосы резонатора по отражению. Тогда рост на 30дБ начнется с меньших отстроек. Но важно экспериментально нащупать правильный баланс мощности-подавления-эффективной добротности.

P.S. В Вашем диссере в формуле 2.4 Вы используете параметр Br(f) - "коэффициент передачи устройства выделения обратной волны с подключенным к одному плечу резонатором". И определяете его как: Br(f)= (1 +CS*jfQL/Fo)/(1+jfQL/Fo). А CS как "величину, обратную коэффициенту отражения от резонатора" (большое число при критической связи). Получается, что коэффициент передачи такого устройства по Вашей формуле всегда больше единицы. Как так? Речь вроде идет о пассивном устройстве?

Пробовал накрывать жестяной крышкой, отгораживать металлическим листом цепь опоры-ничего не влияет на эти спуры. Добавлял дополнительные конденсаторы 0,1 мкФ по питанию (монтажом поверх имеющихся) - не помогает. Создается впечатление, что это пролаз в самой микросхеме-недоработка, так сказать.

Эта формула описывает предельный случай, для которого нужна куча условий. Одно из них я, по-моему, привожу в диссертации - единичная связь с резонатором (CS и усиление МШУ стремятся к бесконечности). Еще - отсутствие собственных шумов выделителя отраженной волны, отсутствие чувствительности АПЧ к амплитудным шумам. На практике, CS вполне достижим на уровне 35-40 дБ, а дальше все становится очень чувствительно к механике и климату. Естественно, формула здесь неприменима, а нужна более-менее полная модель. Насчет перемножения добротностей я не согласен, так как КСС меняет границу фликкер-шума в отличие от случая с простым увеличением добротности. Лучше эту систему воспринимать, как нивелирующую потери в обратной связи автогенератора и сильно избыточный вносимый фазовый шум насыщенного усилителя.
PS: Резонатор с выделителем работают, как усилитель фазового шума падающей волны.

Еще раз подчеркну: когда Вы (вслед за Штином и Царапкиным) рассматриваете предельный случай, то фактически заявляете о "достижимом" генераторе с шумом 1/F^2. В Вашем диссере на стр. 60 Вы приводите график шумов для подавления 44дБ и для подавления 60 дБ. У первого наклон 30дБ (что согласуется с экспериментальными данными), а для второго Вы бодро рисуете наклон в 20дБ. В действительности же у генератора с подавлениями 44 дБ и 60 дБ наклон вблизи F0 будет одинаковый. Потому что по входу интерферометра стоит устройство выделения обратной волны, которое для простоты можно рассмотреть как частотно-зависимый аттенюатор. Он всегда вносит коэффициент шума вида 1/F в логарифмическом масштабе отстроек, который в пределах полполосы даст наклон 30дБ. То есть ситуации "отсутствия собственных шумов выделителя отраженной волны" не бывает. 1/F всегда уже есть в таком устройстве (циркулятор, TWDF, подвешенная линия). Чем больше давите несущую, тем выше такой шум.




Моя интерпретация отличается и от Вашей и от царапкинской. Если мы рассматриваем автогенератор с КСС, то можно приблизительно утверждать, что основное кольцо генерации - это управляемый генератор, который мы петлей ФАПЧ привязываем к некой "опоре". При этом в пределах петли шумы УГ полностью устраняются и заменяются на шумы "опоры". А что такое эта "опора"? Я склонен рассматривать ее как систему преобразования шумового сигнала (шумовой даунконвертор) с определенным динамическим окном. Динамическое окно и есть фазовый шум. Верхнюю границу окна задает задает мощность подводимая к резонатору. Нижнюю границу задает чувствительность интерферометра, которую можно моделировать как чувствительность обычного даунконвертора. По входу такой системы стоит "частотно-зависимый аттенюатор" в виде устройства выделения обратной волны (с шумом всегда 1/F), далее вторым каскадом стоит усилитель (который лучше моделировать не как простое число, а как b0*(1+Fc/Fm) и третьим каскадом фазовый детектор (смеситель, коэффициент шума которого давится усилителем). Крутизна подавления несущей определяет параметры "входного аттенюатора" и одновременно те полполосы (-45...+45 градусов ФЧХ S11), в пределах которых есть захват и в пределах которых все указанные составлящие шума умножатся на 1/F^2. Также подавление несущей модифицирует фликкерную границу LNA (второго каскада). Можно сказать, что Fc LNA eff = Fc LNA/S (где S - подавление). Подобная интерпретация позволяет объяснить, почему у генератора с КСС всегда имеется 30-децибельный наклон шума. Усиливая подавление несущей, мы двигаем границу 30-децибельного наклона ближе к нулевой отстройке, одновременно убивая фликкер LNA, но все больше "обнажая" шум 1/F входного "экстрактора обратной волны".

Я и не спорю, что наклон 30 дБ/дек остается и при CS 60 дБ. Просто его граница сдвигается на отстройку 100 Гц с 1 кГц, соответствующего CS 44 дБ. Если бесконечно наращивать CS и усиление МШУ, то в пределе будет 20 дБ/дек везде в пределах действия АПЧ. Правда, это не достижимо по очевидным причинам. CS 60 дБ очень трудно обеспечивать и поддерживать, 40 дБ - уже попроще в комнатных условиях.
Сергей, почему Вы исключили влияние МШУ на формирование спада 30 дБ/дек и все пытаетесь свести к выделителю? Вы измеряли спектры шумов без циркулятора (с делителем мощности) при разных CS (в т.ч. выше 50 дБ) соответствующих коэффициентах усиления МШУ?

Нет, не исключаю. Его фликкерная граница будет уменьшена подавлением и при подавлении >50дБ сместится в зону отстроек ~100-300 Гц. Там появится наклон 40дБ.
Измерить пытались, но один генератор все равно был "циркуляторный", так что измерение не вполне чистое. Я склонен не доверять тезисам про шумы циркуляторов, потому как Иванов на циркуляторах (статья Interferometric Signal Processing) получил за -156dBc/Hz@1kHz.

Вот для размышления график SLCO на мощном SA (примерно Ватт в резонатор), с реально конским подавлением (>70дБ). Из-за большой мощности генератор сильно быстро "бегает", раз в 10 шустрее обычного. Это увеличивает наклон на отстройке 1 Гц.

Тогда откуда уверенность в присутствии фликкера даже в пассивном выделителе?

если взять типовую формулу для графика подавления несущей, например, CS = (2Q*Fm/f0)/(sqrt(1+(2Q*Fm/f0)^2)), прологарифмировать график по оси отстроек от F0, мы увидим, что изменяться данная величина будет 10дБ на декаду. То есть это не фликкер в традиционном понимании (шум активного элемента), но, подобно фликкеру, это шум вида 1/F первого каскада интерферометра.

Даже если взять Br(f) из Вашего диссера, то получаются вот такие графики. Ваша интерпретация выделителя обратной волны отличается тем, что вы вводите плоский участок близко к несущей. Но увеличение подавления будет уменьшать ширину такого участка.

Сергей, проверьте - должно быть 20 дБ на декаду. На Вашей картинке так и есть. Вы привели формулу для модуля передаточной характеристики ФВЧ. Насколько я помню из университетских дисциплин, не существует цепи, имеющей АЧХ вида 1/sqrt(f).

Приведенная мной формула по сути мало отличается от вашего Br(f), если взять модуль от комплексного числа. Разница только в том, что вы зафиксировали минимум коэффициента передачи через слагаемое единицу и ввели коэффициент пропорциональности через CS.

Хороший вопрос, сколько брать, 20log Br или 10log Br?

Рассмотрим такой пример. Подаем сигнал на усилитель (это я про LNA), на выходе получаем 20дБм и фликкерную границу 1МГц на уровне -174дБм (-164дБм@100к, -154дБм@10к). Теперь снижаем сигнал на 20дБ, на выходе имеем 0дБм. Согласно Рубиоле (да и практике) фликкер отползет на частоту 10кГц. Очевидно, что фликкерная граница в линейном виде обратно пропорциональна подавлению. Так чему в разах соответствует 20дБ подавления?

Собрал модель резонатора с Баттервортом, Q0=1000, QL=500, F0=1ГГц. На картинке - S-параметры и групповая задержка относительно несущей в лог. масштабе по частоте.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Как видно из рисунка, фильтрующие способности резонатора вблизи несущей оказывают слабое влияние на наклон, как по S21, так и по S11. В этой области резонатор скорее работает как модулятор шумов (как в оптической линии). В случае линейной ФЧХ (наклон ГВЗ=0), белый шум трансформируется в 1/f^2, шум вида 1/f - в 1/f^3 и т.д. За пределами полосы пропускания резонатора наклон ФЧХ уменьшается, а АЧХ становится 20 дБ/дек. Можно поиграться с коэфф. связи и типом фильтра, но результат не сильно изменится.

P.S. Хорошо записать АЧХ и ФЧХ разомкнутой цепи в бинарном виде для мат. обработки.


Бывает в интегрирующей цепи используют только низкочастотные элементы, они хорошо пропускают пикосекундные фронты схемы накачки заряда. Попробуйте закоротить выход CP на землю через 10-15 пФ 0402 NP0 (только не поверх тех элементов, а впритык к земле).

На этот вопрос давно ответили в книгах, в том числе по статистической радиотехнике. Как с этим связан приведенный пример, не совсем понятно.

Попробовал:

Видно, что спуры на отстройке 800 МГц просели, в целом стало лучше, но что делать с остальными спурами?

Жестче фильтровать в пределах стабильности: емкость больше, ФНЧ ... , все что дает максимальное подавление на 100 МГц и выше, без изменения фазовой хар-ки основной цепочки.

Вопрос мой вот о чем. Справедливо ли записать шум LNLA как b0*(1+Fc eff/Fm), где Fc eff будем считать эффективной (пониженной) фликкерной границей. Далее, не логично ли Fc eff представить как Fc/S (где Fc - это фликкерная граница LNA в режиме большого сигнала, а S - подавление несущей)? Если подавление, допустим, 40дБ, можно ли использовать S как 10^4? Ваше мнение, Андрей? Или как вообще учесть фликкер LNLA в модели?

Да теория говорит, что 20log. Но как быть с этим участком? (приложил Ваш график).

И еще вопрос. Если мы используем циркулятор в качестве выделителя обратной волны, надо ли нам учитывать его развязку при моделировании? По идее, сигнал из основного кольца с конечной развязкой тоже прет в интерферометр... Ваше мнение Андрей? На графике ФШ из сообщения 2858, к примеру, развязка циркулятора не более 30 дБ.

Сергей, спектр вносимого усилителем фазового шума в линейном режиме представляется как a0/f+FkT/2Pin. Попробуйте свести это к Вашей формуле. Оба параметра окажутся зависимыми от CS и еще придется ввести потери мощности при выделении отраженной волны.


В этом участке виден естественный переход АЧХ в горизонтальную линию.


Развязка двух портов - штука специфическая и зависит от согласования третьего порта с нагрузкой. То, что у Вас циркулятор с нагрузкой по третьему порту 50 Ом имеет развязку 30 дБ, не значит, что он ее сохранит при 51 или 49 Ом. То же и с делителем мощности. Я в своих генераторах использовал квадратурные мосты RCP3500Q03 с заявленной развязкой 20-30 дБ (по-моему), а подавление несущей получал аж за 40 дБ.

Если представить ваш a0(b-1 у Рубиолы) как Fc*b0 и b0 (или FkT/2Pin) вынести за скобку, получаем ту формулу, которую я и привел FkT/2Pin(1+Fc/Fm). Фликкер усилителя можно характеризовать через Fc (фликкерную границу в герцах), или A0 (b-1). Кому как привычнее. Вопрос был о том, как аналитически связать фш усилителя петли АПЧ с величиной CS.

Ну, связали Вы вносимый шум с CS, получив фликкерную границу обратной пропорциональную и широкополосный уровень просто пропорциональный ей. Дальше что?

Широкополосный уровень, наверное, все-таки не будет пропорционален подавлению, потому как шумы дальней зоны проходят через выделитель обратной волны на вход LNA почти без потерь. Что дальше? Дальше хотелось бы получить цивильную рабочую модель шумов LNA, используемого в КСС. И вообще модель всего генератора с КСС, отличную от укороченной модели с T0. Думал, Вы подскажете что-нибудь исходя из вашего опыта. Ладно, не буду к вам больше приставать.

Эта модель описана и в диссертации Царапкина, и в статьях Штина, и (в укороченном виде) у меня в диссертации. Я во всех расчетах использовал только ее. По-моему, она адекватно способна описать спектр шумов там том уровне, который я достигал. Когда дойдет дело до сапфира, проверим и там. Использовать укороченную модель противопоказано по причинам, указанным мною выше.

Вот модель петли:

Т.е. нужно перед С1 как можно ближе к выходу CP микросхемы поставить ФНЧ с частотой заграждения от 100 МГц до 12 ГГц? Фильтр я могу рассчитать в AWR на сосредоточенных элементах с учетом их S-параметров , а как понять, что он не изменит фазовую характеристику основной интегрирующей цепи петли ФАПЧ?

Да. Если есть AWR, то и RC-цепочку можно перенести в программу. Не думаю, что полоса модуляции доходит до 12 ГГц, да и спектр фронтов имеет завал. PLLatinum пишет, что у вас есть запас по фазе ~60гр в полосе. Без особых опасений вы можете уменьшить его фильтром на 5-10гр. Полоса RC - это где-нибудь по уровню -15 дБ для уверенности. На дискретных элементах нет смысла экспериментировать, есть LFCN.

Спасибо за советы. Попробую смоделировать c LFCN. Еще попробую в модели перед интегрирующей цепочкой (как можно ближе к CP) поставить несколько конденсаторов, например, на 5 пФ, 10 пФ, 15 пФ и 30 пФ типоразмером 0402. Для фильтрации до 4 ГГц должно помочь. Как думаете?

Кстати, почему Николас, а не по-нашему, Николай (вопрос, наверное, не к Вам)? Периодически встречаемся с Николаем, живет и работает он сейчас в Сан Диего, США. Одно время мы очень плотно сотрудничали, сейчас видимся пореже, у меня тоже свои проблемы…



А нужен ли вообще МШУ? Нет, я, конечно, понимаю, для чего он используется. Но, вот, смотрю на терминологию, применяемую в КСС (интерферометр, умножение добротности и т.д.), и становится немного не хорошо. От природной лени вникать в теорию не хочется, поэтому попробую развернуть проблему по-простому.

1. Откуда ноги растут.
Имеем “классический” генератор с обратной связью:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Усилитель здесь по определению нелинейный элемент. И вот из-за его нелинейности и растут фазовые шумы (фликкер, рост коэф-та шума при компрессии и т.д.). Всем всё понятно (правда, никто считать не умеет, если уж по-честному ).

2. Нелинейность=фазовый шум.
Можно условно сказать, что вся беда с шумами генератора проистекает из-за нелинейности его активного элемента. Следовательно, его надо как-то линиарезировать. Это можно делать как на уровне активного прибора (материал, топология, технология изготовления и т.д.), так и на внешнем, системном уровне, где в основном используют два способа: прямая связь (feedforward) и обратная связь (feedback).

3. Feedforward.
Способ довольно простой (на бумаге):
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Используем две цепи компенсации, чтобы получить сигнал ошибки, вызванной нелинейностью основного усилителя, и затем (после усиления во вспомогательном усилителе) вычесть его из выходного сигнала основного усилителя. При надлежащей точности балансировки амплитудных и фазовых характеристик можно убрать нежелательные искажения, которые возникают в основном усилителе. Этот подход широко используется для подавления интермодуляционных искажений, но таким же образом может применяться и для уменьшения фазовых шумов.

3. Feedforward=шаманство.
Всё хорошо, да не так уж и очень. Уровень подавления фазовых шумов в основном ограничивается пределами точности баланса амплитуд и фаз. А это самое, что ни на есть, шаманство (что можно сказать о любой балансной схеме – смеситель с подавлением зеркалки, IQ-модулятор и т.д.). 15-20 дБ подавления – работа для студента, 30-40 – хороший результат при грамотном проектировании и учете множества факторов. А вот дальше… Когда говорят 50-60, то это подкрутил, получил, записал и быстренько всё это спрятал, потому что повторить вряд ли удастся. Вод это я и называю шаманством (не путать с нашим Шаманом, участвующим в этой ветке ).

4. Feedback.
Чтобы сохранять баланс, нужна автоматическая схема корректировки, т.е. ООС. Как сделать для генератора? Да легко:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Берем сигнал на выходе усилителя, сравниваем с сигналом на входе (за вычетом усиления), генерируем сигнал ошибки и замыкаем петлю ООС. Т.к. нас интересуют фаз. шумы, то естественно использовать фазовый детектор (например, балансный смеситель у которого очень низкий собственный фликкер), а корректировать фазу либо во внешнем элементе (фазовращатель), либо внутри самого усилителя (например, по питанию).
Очень просто и доступно (что мне всегда прельщает) это написано у Галани :

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Или тоже самое здесь, но уже “одетую” в какую-то теорию:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Вот тут всё действительно просто.

5. “Умножение добротности”.
Кстати, взглянув на схему, можно представить, что мы сравниваем сигналы не на входе/выходе усилителя, а на входе/выходе резонатора (что формально так и есть). Т.е. ООС постоянно улучшает сигнал на выходе резонатора. Видно отсюда и пошло широко известный термин “умножение добротности” (булыжник в делянку Андрея; когда-то сильно долго мы спорили об этом ). Но я категорически против такой интерпретации. Зачем что-то притягивать за уши, если всё гораздо проще?

6. Чувствительность приемника.
Понятно, что любой метод имеет свои ограничения. Как определить предел регулировки ООС? В “высшем свете” договорились считать, что обратная связь здесь – это некий приёмник (смеситель + усилитель ПЧ, например, операционник), и, соответственно, просто считать чувствительность приемника (его к-т шума). В принципе, логично.

7. МШУ.
Какой к-т шума такого приемника? Так, навскидку, дБ десять. Каждый знает, чтобы улучшить чувствительность приемника, нужно поставить на его вход МШУ. Если к-т усиления МШУ дБ этак двадцать, то всё за ним можно игнорировать и считать, что к-т шума приемника будет примерно равным к-ту шума МШУ. Т.е. с 10 дБ опускаемся до 3 (к примеру). 7 дБ улучшения. Красота!

8. Нелинейность МШУ.
Да не очень-то! Сигнал несущей на входе МШУ приведет к росту его фликкера и к-та шума. Т.е. мы возвращаемся туда, откуда пришли (нелинейность усилителя только в другой точке), если не сказать хуже.

9. Опять шаманство.
Что делать? А давайте подавим несущую, и пусть МШУ усиливает только сверхмалый сигнал ошибки (шумы), и таким образом предотвратим рост его шумов. А как давить? И тут пошло-поехало: критическая обратная связь, интерферометрическое процессирование сигнала (Во как! Покруче умножения добротности будет!) и т.д. В интерферометре несущая давится подбором баланса фаз и амплитуд. Ничего не напоминает? Как по мне, мы возвращаемся к feedforward (только облаченную в красивую терминологию), т.е. опять к шаманству.

Так нужен ли этот самый МШУ? Может оставить чистую ООС, а разницу в дБ вытягивать, закачивая большую мощность в резонатор?

Опыт показывает следующее. Если при одной и той же настройке резонатора и одной и той же мощности, подводимой к нему, выбросить МШУ, то шумы генератора однозначно возрастают практически на коэфициент усиления МШУ. При этом сохраняется наклон шума 30дБ на декаду. У меня возникает вопрос: откуда берется такой наклон? Если мы выбросили МШУ, что в петле шумит по закону 1/F? Мощность, подводимая к резонатору, в приведенном примере +17дБм.

Вы предполагаете, что мы можем компенсировать проигрыш в шумах (из-за удаления МШУ) увеличением мощности, подводимой к резонатору? Например, на 20 дБ (до значения в +37дБм)? Вероятно, это возможно. Однако укажу на подводные камни. Конкретно с сапфиром работать в этом случае будет практически нецелесообразно, потому что мощность ускоряет его и без того неприятные температурные флуктуации, из-за чего он начинает бегать по частоте значительно быстрее. Что крайне усложняет алгоритмы его частотной стабилизации. Поэтому в этом случае остается переходить на резонатор в виде полированной банки с соответствующим ростом габаритов и потребления (нам же нужно питать 10 ваттный усилок и более навороченный термостат). Может быть работать с DRO, как у Андрея. Лично мне этот вариант по указанным причинам не подходит. Ну и такая деталь: по входу смесителя в этом случае нужно дополнительно ставить ограничитель (иначе он просто будет выгорать на этапе настройки).



Концепция логичная и я сам выступаю её приверженцем. Но говоря о к-те шума такого приемника, почему Вы игнорируете к-т шума выделителя обратной волны? На частоте генерации и малых отстройках он примерно равен подавлению! То есть это может быть величина 40-60дБ (а не дБ десять). И эта величина будет еще умножаться на 1/F^2 в пределах полполосы резонатора. Прилагаю картинку, где я промоделировал подавление в 40 и 60 дБ и выделил участок интересующих нас (в итоговом генераторе) отстроек.

Не претендуя на истину в последней инстанции, для себя я пришел к такой оценочной формуле шумов генератора с КСС
Losc FLL = (L(f)converter+L(f)LNA)*(1+(HBWs11/f)^2)
где L(f)converter - шумовой пол "приемника" (но частотно-зависимый!, где основной вклад вносит частотно-зависимый коэффициент передачи выделителя обратной волны с подключенным к одному из его плеч резонатором c ß1~1)
L(f)LNA - частотно-зависимый фазовый шум МШУ (который я представляю как FkT/2Pin(1+Fc/(f*CSmax)). То есть подавление уменьшает фликкерную границу такого МШУ, но "не трогает" его полку.
HBWs11 - полполосы резонатора по отражению (в пределах которых комбинированная система стабилизации "держит в захвате" автогенератор).
В первую скобку можно добавить циркулятор и фазовращатель как аддитивные составляющие, но их влияния мы в экспериментах не видели, поэтому на достигнутом нами уровне шумов (средненьком) я ими пренебрегаю. Когда пытался "прикрутить" к модели параметр T0, то он всегда лишь уводил график модели от графиков экспериментов. Как-то так...

Добавлю свои пять копеек.

Усиление = линейность (шумы)
Простой пример. Возьмем RF усилитель и зафиксируем его усиление путем введения обратной связи (Feedback), допустим на уровне 10 дБ. Зависимость прибавки к линейности в зависимости от собственного усиления будет выглядеть следующим образом:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Абсолютно тоже самое с частотной стабилизацией, пусть с преобразованием на низкую частоту. В данном случае коэффициент усиления заменяется коэффициентом преобразования, и он больше 1, даже при отсутствии МШУ, иначе по теории не получим компенсации. А как лучше повысить этот коэффициент - выбор разработчика.

Кстати, Андрей, извините, но еще два вопроса: а Ваш DRO на 4ГГц сильно бегает по частоте? Реагирует ли он на вибрацию?

Раз мы заговорили о частотной стабилизации, у меня вопрос по схеме со стабилизируемым резонатором и выделением обратной волны. Как в этой схеме гарантируется ортогональность смешиваемых сигналов на ФД?

Дополнительным фазовращателем. Электронным или механическим.

Странно, почему о таких моментах мало кто упоминает. Интересно, где ставят фазовращатели? В какой фазе складывается пролаз несущей с обратной волной на циркуляторе? Вместе с конечной развязкой смесителя (ФД) возможно детектирование амплитудных шумов и попадание на УПТ.

Александр, мне кажется как раз из-за этой лени наши споры ходят по кругу. 5 и 9 пункты это по-моему одно и то же, а умножение добротности - это красивый маркетинговый ход.
Далеко не факт, что закачивание большой мощности в резонатор приведет к снижению шумов. Их картина формируется исходя из доступной энергетики сигнала на входе усилителя, что в общем-то логично. Так что, применение 1 Вт или 100 мВт усилителя с может помочь, если усиление остается 10 дБ, а может и не помочь, если мощный усилок имеет 20 дБ против 10 дБ маломощного. Удобнее выбирать усилитель хотя бы исходя из P1/G. Ну и веский аргумент Сергея - температурные эффекты. Я качал 300 мВт в резонатор и он прилично нагревался. Да, Сергей, он прилично дрейфовал по частоте и, как у Вас, чувствовал вибрацию.
МШУ, действительно, нужен, так как без него чутье определяется КШ смесителя на уровне 8-10 дБ. Ну и фликкерит он тоже.

Небольшое рассуждение об "умножении добротности". Начну немного издалека - с практического опыта настройки генератора с КСС. Представим, что наш генератор собран, кольцо КСС замкнуто, а мы проверяем, как он работает, крутя фазу фазовращателем в петле основного кольца. Что мы будем наблюдать на спектроанализаторе? Допустим, что в начальный момент генерации нет, сигнала нет. Затем в какой-то момент соблюдается баланс фаз и амплитуд в основном кольце, и появляется сигнал автогенератора. Крутя дальше фазовращатель, мы видим как сигнал свипирует через 3дБ полосу нашего резонатора (так, кстати, можно определить реальную нагруженную добротность в режиме генерации). Пройдя через всю 3дБ полосу, сигнал пропадает, генерация срывается. Примерно в середине такого свипа мы наблюдаем, что генератор попадает в захват кольца КСС. То есть мы продолжаем крутить фазу, но сигнал автогенератора, какое-то время стоит на месте, сопротивляясь нашей регулировке (он в захвате), потом мы принудительно срываем его из захвата, а крутя дальше, срываем и генерацию. Если, вместо спектроанализатора, подключить E5052, мы увидим, что сначала проявится ФШ основного кольца (простой автогенераторный), потом в точке захвата шумы провалятся, когда же мы пройдем диапазон захвата, шумы снова станут автогенераторными. Этот рассказ иллюстрирует вот что. Автогенератор работает в определенном диапазоне ФЧХ, диапазон же захвата имеет ФЧХ существенно более узкую. В формулах фазовых шумов лучше говорить не о добротности, а о половине полосы резонатора, в пределах которой есть генерация. А что такое полполосы резонатора. Это величина, обратная ГВЗ, то есть производной фазы. То есть, чем выше крутизна фазовой характеристики резонатора, тем ниже фазовый шум. Когда мы захватываем автогенератор системой КСС, то мы фактически привязываем его к ФЧХ S11 резонатора, которая имеет намного более крутой наклон, чем ФЧХ S21 (в чем легко убедиться при помощи VNA). Стало быть, в захвате ГВЗ больше, а полполосы уже. Что соответствует "большей добротности".

Есть проблема с диэлектрическим резонатором на шепчущей галерее- любит перескакивать на соседние моды. Кто-нибудь делал связь с резонатором как в патенте US7777583?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
ЗЫ. Вот размышляю, а если не обьединять выводы стабилизирующей моды "звездочки" в общий вывод, а вывести два "луча" раздельно через LNA на ФД и замкнуть по ним ОС по АПЧ задающего генератора. Насколько такой вариант дискриминатора работоспособен?

Почему не упоминает? Это ”классика” интерферометра для подавления несущей. Вот, хороший обзор – шаг за шагом (см рис. 9).

Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Интересно, преобразовывать можно действительно на низкую частоту, а не на DC. Метод известен ещё с 40-х годов, в частности был описан в 1946 г.: R. Pound, ”Electronic Frequency Stabilization of Microwave Oscillators,” Rev. Sci. Inst., Vol. 19, pp. 490-505, 1946. Ещё ради интереса можно почитать здесь:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Так что, всё новое - это хорошо забытое старое.


Может в петле КСС просто не хватает усиления? Ставите ли Вы усилитель (операционник) после смесителя?


Действительно, непонятно. Всегда считал, что смысл КСС – заменить шумы петлевого усилителя (к-т шума, фликкер) шумами КСС, в частности, отодвинуть влево 30 дБ участок. Вероятно, это всё же фликкер МШУ или операционника?


Не совсем понял. Что здесь понимается под Lconverter? Если Вы подразумеваете под этим к-т потерь выделения несущей в резонаторе и считаете, что Lconverter >>L(LNA), то в чем тогда смысл LNA? Если Lconverter – это к-т потерь преобразователя, стоящего за МШУ, то может лучше использовать классику (c добавлением 1/f cоставляющей):
Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Вот! Наконец-то наши взгляды теперь совпадают. А сколько копий было сломано . Как по мне, термин (не метод) "интерферометр" - это тоже красивый маркетинговый ход.


А с МШУ будет 2-3. Т.е. вся ”интерферометрия” стОит 6 дб?


А если попробовать заменить S21 на S11 в схеме генератора с однопортовым резонатором:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Разумеется, ставим. А как иначе



Под Lconverter (f) я понимаю динамику "конвертера" по фазовому шуму (которая аддитивно складывается с ФШ LNA и которая в пределах полполосы резонатора вырастет по закону 1/F^2)
Lconverter (f) = (S(f) +(Flna-1)*S(f) + (Fmixer -1)*S(f)/Glna +(Fservo amp -1)*S(f)/(Glna*CLmixer))/(2*Pres)
Где S(f) - частотно-зависимый к-т шума устройства выделения обратной волны;
К-т передачи устройства выделения обратной волны это 1/S(f), он <<1 на малых отстройках;
K-т передачи миксера это CLmixer, он <1.
Pres - мощность, подводимая к резонатору;
Flna, Fmixer, Fservo amp - к-ты шума МШУ, миксера и операционника, соответственно.
То есть, понятное дело, что используется "классика" (формула Фриса). Только помним, что на интересующих нас отстройках к-т шума S(f) это функция, а не постоянное число.
Которую примерно оценить можно как S(f) = ((sqrt (1+(2Q*f/F0)^2))/(2Q*f/F0+Smax))^2. По мощности. S max - максимальное подавление, которое определяет плоский участок в начале оси отстроек.

Поскольку Lconverter(f) это частотно-зависимая функция, она >>L(f) lna отнюдь не на всех отстройках. Конкретно на отстройках (10...100)кГц определяющее значение приобретает "полка" шумов LNA.



Теоретически выглядит разумно. Но на практике такой генератор запустить (т.е. добиться генерации) крайне проблематично (и это очень мягко сказано). В такой схеме мы все время будем перескакивать на паразитные моды (потому что на них легче будет соблюдаться баланс амплитуд). Это надо просто почувствовать на уровне практических ощущений

Вдогонку к предыдущему сообщению: я не претендую на истинность, а пытаюсь разобраться. Просто беру данные измерений, параметры отдельных функциональных узлов (которые плюс-минус известны), загоняю в Excel и смотрю, как они согласуются с различными моделями генераторов с КСС.

Господа, я временно с 50 ГГц ушёл на 50 Гц (а может быть мне там самое место?)!

Пытался помочь человеку, но тщетно. Может Вы знаете это: https://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=145529

Внесу интригу. Синтезатор на LMX2594. Шагает по 1 Гц с палочками менее 60 дБ. Занимает, примерно, 60х40 мм, включая генераторную часть MOXO-100, сдвоенный импульсник LT3570, микроконтроллер в LQFP64. Измерен на половине максимальной частоты. Первое включение.

Красиво. Но у меня первое впечатление было испорчено жирными и многочисленными спурами на их евалюэйшн борде.

В продолжение поразмышляю и приведу результаты моделирования.

Взял двухпортовый резонатор на последовательном LC контуре с центральной частотой 1000 МГц. Аналитически посчитал, какие необходимо взять параметры L, C и сопротивление потерь (с учетом влияния портов), чтобы QL=1000, Q0~2*QL, и согласование по портам было близко к идеальному. Сопротивление портов специально взял немного больше, 51 Ом.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Как видно из графиков, при "идеальном" согласовании крутизна S11 намного больше S21, графики ГВЗ подтверждают. Причем, чем лучше согласование, тем ГВЗ больше и в пределе стремится к бесконечности. Для проверки, привел расчет реальной добротности по графику ГВЗ по формуле Q = (w*tau)/2. Для S21 нагруженная добротность совпала с заложенной. Все цифры перед вами. Какие будут выводы? Сапфир не нужен?


Есть еще вариант с компенсацией потерь резонатора. На схеме ниже нарисовал балансную (мостовую) схему компенсации. Аттенюатор R2R4R5 в нижнем плече компенсирует потери резонатора с обратным знаком.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Хорошая статья, действительно полезно вспомнить. Попробую пояснить, почему спрашивал о фазовращателях. Если речь идет об использовании смесителя в качестве ФД, то должны быть слова о высокой степени развязки LO-RF и согласовании IF, о длинах кабелей кратных lambda/2 от циркулятора до резонатора и до ФД, также для лучшего согласования. В статье приведено измерение амплитудных шумов, они существенно ниже фазовых, что позволяет частично компенсировать пролазы (циркулятор, ФД) путем коррекции постоянной составляющей на УПТ. По материалам статьи есть упоминание о нелинейности варикапа, не он ли?


По большому счету фликкер отдельно МШУ и других компонентов не столь важен. Важно, кто из них вносит максимальный вклад. За счет обратной связи с большим усилением, нелинейность будет скомпенсирована. Суммарная нелинейность как правило определяется оконечными каскадами, в противоположность КШ, для которого важен первый каскад. Поэтому концепцию компенсации фликкер шума переформулирую следующим образом:

Шумы = Усиление - Нелинейность - Погрешность выделения сигнала ошибки

Нелинейность и погрешность должны быть приведены к одному сечению. Причем для описания нелинейности параметр IP3 не подходит - как скалярный и не учитывающий фазовые набеги. Один из ярких примеров - полевые транзисторы, по IP3 превосходят биполярные, но имеют более высокий фликкер-шум. Между прочим, полевики на GaN имеют емкость затвора и стока раза в 3 меньшую, относительно GaAs, а линейность по IP3 сохраняется.


Кто портит шумы после 10 МГц? В радиолокации в дальней зоне нужно не выше -155 дБн, LMX позволяет. 10 мкс будет и до какой точности?


Через деление или перенос частоты?

Почему ниже -155? Всегда считал, что -140 достаточно


Меня больше беспокоит "пролаз" опоры на выход, который проявляется в виде "спуров" с уровнем -70..-75 дБн. У HMC такого не наблюдал. А по шумам действительно хорош.
На отладочной плате LMX шумы гораздо хуже полученных вами.

...

Как раз LMX и не позволяет. При включении делителя частоты картина другая. Правда, у меня еще вылез горбик от модулятора дробного делителя в районе 10-60 МГц.
В таких системах 10 мкс - космос, сами понимаете.
Вообще, новые LMX - самые убогие микросхемы последних лет в плане распиновки и разводки. Не удивительно, что помехи потом везде летают.

Из-за встроенной системы автокалибровки ГУН?

Из-за отгрузок. На шине сидят две микросхемы, требующие отгрузки 4-5 регистров по 32 бит (в среднем) на каждую. Скорость, в лучшем случае, 25 Мбит/с. Вот и получается - 8 мкс только на это дело, а реально - 15-20 мкс.
Автокалибровка в LMX, реально, медленнее заявленной. На 902 МГц опорной частоты пришлось настроить систему, как будто опора в два раза меньше. Только тогда уложился в заявленные времена в режиме без ассиста. Причем, контролировать по индикатору захвата не получилось. Он работает через одно место. Быстрее всего - ручная установка по формулам, которые они приводят, но там надо каждую микросхему выкалибровывать на предмет Cmin и Cmax. В принципе, легко решаемо.

В современной радиолокации и измерительных приборах по каналу приема достижима динамика порядка 150 дБ, и чаще она ограничивается АЦП. Большой входной сигнал не должен снижать чувствительность по соседним каналам. Лет 10 назад пробовали встраивать QS в когерентные станции - он немного проигрывал по шумам именно из-за шумов в дальней зоне -150 дБн/Гц, правда тогда был упрощенный алгоритм фильтрации местников, шумы сворачивались со всей полосы в рабочую, как если бы перед АЦП не было аналогового фильтра.


Скорость возможна немного больше, если речь об LMX, с другими микросхемами - аналогично. По скорости записи можно ориентироваться на частоту работы ядра сигма-дельта модулятора. Получается микроконтроллер ограничивает скорость, зачем?

QS в станции работал в S-диапазоне?


Для изменения частоты требуется прогрузить максимум 5 регистров по 24 бит, получаем 120 бит. При скорости SPI 25 Мбит/с получаем время на отгрузку приблизительно 5 мкс, оставшиеся 5 мкс остаются на переходный процесс в петле. Теоретически можно достичь 10 мкс на перестройку. При ручной установке диапазона ГУН, конечно.

Как видно из рисунка шумов, система явно не однопетлевая. В ней есть еще микросхемы под управлением SPI на скорости не более 25 Мбит/с с тем же объемом передаваемых данных. Вот вам и 10 мкс на отгрузки. Выбор микроконтроллера в данном случае обоснован ценой, поддержкой USB+SPI+UART и команд SCPI. Его скоростей вполне достаточно. Добавьте несколько мкс на обработку команд и захват частоты и будут вам все 15-20 мкс в лучшем случае. Устраивать оверклок у меня пока задачи нет. Много времени уходит на вылавливание блох. Надеюсь, что получится уместиться в энергоресурс USB 3.0.