Чем больше каскадов, тем больше набегает шумов, но не это главное. Для быстродействия желательно уменьшать последовательную цепочку, в том числе ее физическую длину (задержку). Можно провести аналогию с ОУ - общая длина обратной связи с резистором составляет единицы миллиметров, а нелинейность из-за задержки проявляется уже на 10 МГц при полосе 1 ГГц (для примера, порядок цифр). Теоретически, если свести длину "воронки" в несколько единиц миллиметров, можно приблизиться по быстродействию к аналоговому фильтру, красиво? Но, практически, некоторые виды смесителей потеряли былую популярность, поэтому аккуратно отложим этот вариант на полочку.


И желательно не добавить шумов, как с аналоговыми аттенюаторами, бывают по структуре очень близки.


У ЧФД полоса захвата больше, петля с ФВ начнет работать раньше.


Удержание в 0 - это возврат к варианту QS, со схемой определения момента включения. Интуитивно, с ФВЧ - более правильный вариант (а может и единственный) и диапазон вращения фазы меньше (= дешевле).

я заметил что схема Полякова - Бобковича из статьи , приведенной AFK чуть выше, похожа на то что предложил А. Ченакин в п.2394. Та-же вторая петля "очистки" последовательно включенная после первой целочисленной, разница лишь в выборе частоты работы ФД второй петли (вверху или внизу)

Будет петля в петле.
будет совершена попытка уменьшить шум , приведенный ко входу ФД внутренней петли. Но существенно подавить не получится, потому что "петля в петле" и внутренняя целочисленная петля имеет полюс близко к своей границе справа , вторая (внешняя) петля на этом полюсе возбудится если не принять непопулярных мер. Но перенос полюса внутренней петли правее и создание условий устойчивости внешней петли приведут к недостаточной фильтрации спур на частоте сравнения - а уж они внешней петлей никак не подавятся .



диапазон регулировки фазы , имхо, должен выбираться исходя из абсолютного значения rms фазового шума в градусах после первой петли (умноженному на 3 , ибо ±3 сигма не забудем) Джиттер в rms считается исходя из левой и правой границы интегрирования. В качестве левой по частоте - то о чем сказал rloc в посте 2396 (ФВЧ 10гц например) , а в кач. правой - полоса петли второй ФАП.

скрифапч не нужен
в этой странной связи, вашему вниманию предлагается коррекционная схема неправильной фазы и неверной частоты )

Например , Фапч тянула но не дотянула до истинной частоты ±15 Гц - на выходах IQ будут эти ±15 Гц с нужным знаком , которые подмешаем в квадратурном модуляторе и получим искомое. То же и с фазой, то есть еённым шумом. В данном варианте квадратурный модулятор используется как универсальный фазовращатель на любое число градусов.
А далее, последовательно, можно поставить еще кондиционер ФШ , например как в посте 2394.

Забыл что речь идет о синтезе десятков гигагерц. Предложить нечего. STuW81300 где-то близко, но не дотягивает.


А что если немного переделать схему и всё-таки влезть с офсетом, будет ли такой вариант работать? (зелёным контуром обведена микросхема ФАПЧ, например max2871):

В целом согласен. Но… Вы же видели длину пути в КС? А несколько МГц вытягивает нормально. Не уверен, что нужно всё стягивать в точку. Пока у меня проблемы были банально из-за RC-номиналов, но не физ. размеров.


Здесь регулирующий элемент находится внутри петли ФАПЧ.


По-моему, это не принципиально (было бы даже лучше, если вторая петля начнет работать позже – на конечном временном участке, чтобы не гонять ФВ по полной программе).


Да, спасибо, AFK привел ссылку. Вообще сама по себе идея не нова в том или ином виде. Но раньше казалось несуразностью городить ещё одну петлю и притягивать за уши второй регулирующий элемент (зачем, если уже есть ГУН?). И только сейчас подобрались к тому моменту, что функции предустановки и собственно фазовой автоподстройки возможно лучше не совмещать.


Именно так. Но там прозвучал такой интересный момент – функцию фазовой подстройки (второй регулирующий элемент) выполнять на фиксированной (в узкой полосе) и низкой частоте. Интересно, можно ли это каким-то боком вытащить? Попутно навеяло вопрос (см. рис.). Замыкаем первый ГУН1 с помощью однопетлевой шумной ФАПЧ1. Второй регулирующий элемент – узкополосный, низкочастотный ГУН2 (например, CRO) – замыкаем малошумящей офсетной ФАПЧ2 (коррекция фазы и спуров). Арифметику пока оставим в покое (можно, например, работать на соседней гармонике). Вопрос (в принципе), можно ли убрать продукты миксера (боковую и LO) c помощью второй ФАПЧ? Или это уже полный бред?

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

--------------
Смотрю, пока писал ещё два поста добавилось, комментарии устаревают на ходу. Хорошенько так идёт

Это будет простая однопетлевая схема с делителями в петле и ростом фазового шума в 20log от максимального кэфа деления. Большинство чипсетов со встроенными ГУНами имеют этот недостаток.


Вот эта схема мне нравится, пожалуй, даже больше первоначального варианта от Александра. Тем более, если учесть, что "верхняя" пара миксеров (по выходу VCO) на схеме это, в действительности, может быть одна квадратурная микросхема (например, MLIQ0218 от Марки) с небольшой обвязкой в виде внешнего гибрида 0/90 по I/Q портам. А нижнюю пару, вероятно, можно представить какой-нибудь ADLкой (типа ADL3857). Не будем забывать, что схема частотно-кратного синтеза предполагает "первую" гармонику на входах ФД (выходе делителя R и IF выходе офсетной гирлянды), то есть низкую частоту по RF/LO квадратурного демодулятора.

Я когда- то нечто подобное городил на ADL5385 и ADL5386 ( квадратурных модуляторах). Очень забавный спектр ФШ в таких схемах получается, ассиметричный относительно основного тона. Прийдется брендам всю измериловку ФШ переделывать, если такие блок-схемы войдут в жизнь.

Не согласен. Получается эквивалент первоначальной схемы. Только в выражении для выходной частоты множитель переходит в знаменатель.
Было: Fout = Fref_high*(1+ (1/R)+(1/D))
Стало: Fout = Fref_high/(1+ (1/N)+(1/D))

Боюсь, Вы заблуждаетесь. Обратите внимание, что на первом рисунке все делители находятся ВНЕ ПЕТЛИ. А в Вашем варианте все делители внутри. Поэтому у Вас будет 20log N от максимального кэфа деления.

Далее: что значит "эквивалент первоначальной схемы"? Эквивалент должен подразумевать, что существуют такие R и D в первом случае, и такие N и D во втором случае, что при одинаковых Fref_high мы получим одну и ту же Fout?
То есть Fref_high*(1+ (1/R)+(1/D))=Fref_high/(1+ (1/N)+(1/D))?
Смотрим: если Fref_high одно и то же, то
1+ (1/R)+(1/D)=1/(1+ (1/N)+(1/D)), что означает, что число больше 1 равно числу меньше 1. Противоречие?


Правильная формула запатентованной офсетной схемы Александра такая:
Fvco = Fref_high*(C1/D1 + C2/D2 ... + 1/R), где
Fref_high/R - это первая гармоника, она же частота сравнения,
С1,С2 - умножители
D1,D2 - делители
Все делители (D1, D2, R) стоят за петлей.
"Умножитель" в данном случае "арифметическое" понятие. По реализации необязательно (ну про это перетирали много раз).

Для иллюстрации приведу пример (частоты беру "от балды", не из плана КС). Допустим имею Fref_high 6400 МГц. Как мне синтезировать, допустим, 9900 МГц? Ставим ГУН грязной петлей на эту частоту. Потом 6400 делим на 2, берем 3-ю гармонику, смешиваем с 9900, затем берем ПЧ и смешиваем с 6400/32 (или как вариант с 6400/16), а затем перезахватываем ГУН через частоту сравнения 100 МГц. 9900=6400*(3/2+1/32+1/64) или 9900=6400*(3/2+1/16-1/64). Просто и красиво. Особенно красиво в варианте даунконвертора (другими, словами в косвенном синтезе). С апконвертором (синтезом прямым) возни уже больше, но тоже увлекательно.

О продуктах. Как и обещал показать. Первый образец. На источнике показано потребление. В принципе, можно и в 2.0 втыкать.

Я подобную схему использую у себя (помните с пол-года назад писал про нее в том числе) и позволю не согласиться:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Так вот N у меня = 1, а делитель R шумы добавить не может (в смысле на 20 log R). Как по мне такая же ситуация и у предложенной выше схемы - основной вклад в сигнал на выходе ФД будет через нижнюю часть схемы. Делитель D с вторым смесителем можно рассмотреть, как дробный делитель с Кд около 1, так что схемы +-эквивалентны.

Петля петле рознь Дерижирует всё-таки офсетная петля.
Вот нашёл какое-то измерение на макетке: настройки кэфов не помню, но можно вычислить по синтезированной частоте. В обратной связи один смеситель, в опоре 3 ГГц с генератора SMA100A.

Вот и я про то же, и в этом легко убедиться, если взять очень большой Кд в ветке от ГУН к ФД (у меня это R у Вас N) и проанализировать работу СЧ - напряжение на выходе ФД в этом варианте будет определяться преимущественно сигналом приходящим со смесителя(лей), вот собственно и все.

В вашей схеме N делитель в петле, а R стоит снаружи.


в случае "правильного офсета" ФШ определяется подставкой. То есть в петле должны остаться только шумы подставки (потому что остальные источники шума: опора, ЧФД, операционник лежат гораздо ниже), до тех пор пока Вы не работаете с порядком величин -150дБ/Гц@10к. У вас светлый график это подставка 3 ГГц? Почему он тогда настолько ниже синтезированного сигнала? Для размышления: если использовать в петле N допустим в 20, то это +26дБ добавки шума. Если взять типовой остаточный шум делителя в -153дБ/Гц то +26дБ относительно полки делителя трансформируется в -127 дБ/Гц в петле.

Вообще хотите использовать делитель в петле? - нет проблем ведь это сильно упрощает проектирование синтезатора. И на шумах и спурах Вы можете этого (до определенного уровня величин) не заметить. Но если Вы не видите отрицательного эффекта деления, это не значит, что он отсутствует.

Разумеется, Вы вольны оставаться при своем мнении.

R у меня это то же, что и N у AFK - посмотрите внимательнее, у него только "вверх ногами" перевернуто. В свою очередь дополнительный смеситель и делитель D у AFK эквивалентны делителю N у меня, с нецелым Кд близким к 1. Схемы полностью эквивалентны (ну если допустить, что делители могут иметь не целый Кд).

Фактически обе схемы это оффсетная петля, в которой на ФД вместо поделенной подставки подается поделенный ГУН. В предположении, что Кд ветви со смесителем << Кд между ГУНом и ФД все будет определяться, как и в классической оффсетной схеме подставкой.

У себя я этот трюк использовал, чтобы избавиться от необходимости делать опору для ДДСа.

Будет, если не вдаваться в тонкости работы с опорными входами микросхем а-ля ADF4xxx и т.п.

внешний гибрид 0/90 по I/Q портам не нужен. I/Q должны подаваться "честные"


как Вы "делали" квадратуры фазового шума до подачи на модулятор ?

Конечно, будет. И даже без смесительного кольца. Например, если просто подать на ЧФД перестраиваемую опору с низким шумом и использовать малый N. И если не обращать особого внимания на итоговые характеристики. Ведь в конце концов, какая разница получаешь ли ты -135дБ/Гц@10к@3200МГц (как, например, Александр), или -127 дБ/Гц@10к@3100 МГц как уважаемый AFK, или -103дБ/Гц@1МГц@20 ГГц, как на фотке PLG у Андрея). Шучу

Я бы не был так категоричен в своем высказывании, если бы лично не проверил. Шумовой порог схемы определяется шумом ЧФД на частоте сравнения. Дальше все зависит от качества подставки на смесителе и раскачки опорного входа.
PS. Второй смеситель с делителем D я не использовал, кстати.
PPS. Получал и под -130 дБн/Гц на 10 кГц на 10 ГГц при октавной перестройке 5-10 ГГц на ЖИГе, если Вас, Сергей, так будоражит уровень шума. Временно отложил плату в сторонку, так как ПЛГ пользуется большей популярностью. Как и у Вас, возня с шумами - для души...

Андрей, самые "плохие" ЧФД (FOM -219дБ/Гц) на частоте сравнения 100 МГц имеют шумовой порог -139дБ/Гц. Мне не очень понятно, как при цифре -122дБ/Гц@10к@1ГГц (в случае Вашего генератора PLG) ограничителем является цифра -139. У правильной офсетной схемы все в первую очередь определяется подставкой. А уже потом ЧФД, опорой, делителем (если есть), операционником. Если все наоборот, то сама схема "кривая" (из-за дешевизны/потребления других соображений). И ограничивает шум в подобной кривой схеме, скорее всего, именно наличие делителей в кольце, которые добавляют 20logN к шуму петли (к сумме ЧФД, делителя, операционника, опоры).

Если в качестве примера цивильной офсетной схемы взять петлю CRO того же квика, то там подставка (3200 МГц) -135, ЧФД в среднем -145 (если отталкиваться от FOM -219 при частоте сравнения 20 МГц), делитель пусть -153. Худший N=3 то есть плюс 10дБ к худшему из значений ЧФД/делитель -145+10 = -135. Получается подставка шумит -135 и все остальное -135. И еще 3 дБ долой. Операционник не в счет. Поэтому в петле CRO получается -132 (в худшем раскладе, потому как делитель на 3 не всегда используется). Когда делитель не используется (N=1), то остается только подставка с шумом -135.
У меня в LO анализатора на частоте 5,5 ГГц (примерно соответствует 1 ГГц по входу АС), подставка будет 5400 МГц с шумом -132 примерно, ЧФД даст -150 на 100МГц, DDS -160 на 100 МГц. Операционник не в счет. Делителей нет, останутся те же -132 (то есть имеются шумы только подставки). Если Вы получали на ЖИГ -130@10к@10ГГц, то у вас анализ шумовых составляющих должен был быть аналогичный.

К чему я веду. К тому что схемы с делителями на чипсетах с встроенным VCO по своей сущности не офсетные. Потому что смысл офсета (шум) в них теряется. Но это не значит, что они не рабочие. Вполне рабочие.


Меня "будоражит" все, что с точки зрения технических параметров не является посредственностью. Конкретно шумы сейчас на самом деле волнуют мало, потому как получали фактически любые. В том числе и под -170 на 10 гигах. Скорость при малых спурах, а также реализация широкополосной I/Q модуляции будоражит куда сильнее.

В PLG - простая ФАПЧ с переменной опорой. Все просто и понятно.
В схеме, где на ЧФД приходит ГУН и он же преобразованный вниз с подставкой, ниже шума ЧФД не упадешь. Там, правда надо ГУН делить на побольше. Делитель, кстати, шумит только будучи отдельной микрухой, а именно, своим выходным буфером. Если взять простую микросхему ФАПЧ и развернуть ее "задом наперед", то из внутрипетлевых источников останутся только подставка и ЧФД. Минус 219 я бы брать не стал, так как это дело легко превращается в реальные минус 209 и выше, а вот минус 233 вполне пошло бы. Да хоть тот же HMC704, дающий заметный запас по шумам на частотах от 2-3 ГГц (по сравнению с умноженным кварцем). Ну и учитывая известные проблемы с умножением кварцев, все упрется в подставку, что, собственно я и хотел сказать ранее. Видимо, не очень понятно написал.
Ну так и где они - 170? Столько лет прошло...

Конкретно под -170 есть в модуле, что на рисунке. Понятно, что он на одну частоту, зато компактный, с привязкой к 10 МГц/100 МГц и меньшей чувствительностью к вибрации. То есть пригоден для встраивания в разные приборы. На 20 гиг еще в два раза меньше. А в приборе не только шумы важны. Много с чем приходиться возиться.

А вообще "быстро только шайтан бегает, все хороший медленно делается"...

Сергей, вот реальный пример (да, мне не доступны крутые компоненты и приборы, и частоты не те, но мы ведь не про это?). Расчет от ADSimPLL для ФАПЧ (это для обычной схемы без деления, т.е. так же все выглядело бы в обычной оффсетной схеме):
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Потом была сделана схема где опора для ФАПЧ заведена в виде поделенного ГУНа (см. выше). Кд делителя в ветке от ГУНа к ФД немного более 11. Шумы на выходе синтезатора, после деления на 6:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Считаем на частоте ГУНа при отстройке 10кГц -150дБн/Гц + 20log(6) = -134дБн/Гц. Как по мне неплохое совпадение с расчетом. А по Вашему должно быть на 20log(11) = 21+дБ выше?

Это, конечно, впечатляет. Но что с ним делать? Сдается мне, будете продавать один в пятилетку за дикие деньги. Неужели охота так тратить свои силы?
Давайте поконкурируем на ниве лабораторных генераторов что-ли... а то как-то скучно и одиноко нам...

Мне сложно комментировать Ваши результаты, потому как я не знаю Вашу схему измерения и Вашу схему (точные частоты). Могу лишь сказать, что если делитель на 11 стоит внутри петли, то на выходе Вы получите +21дБ относительно шумов петли (суммы шумов ЧФД, делителя, операционника). Вы сносите ГУН/6 на нулевую частоту для оценки ФШ звуковой картой при помощи кварцевого генератора 33 МГц? А этот кварцевый генератор случайно не завязан по частоте с синтезированным ГУНом?



У меня другое мнение, Андрей. Как по мне, так слишком расточительно тратить свои силы и энергию на всякую посредственность ("задачи вчерашнего дня"). И да, мне куда интереснее продукты, которые стоят по Вашему выражению "дикие деньги".


Поконкурируем, конечно, как без этого. Встраиваемый модуль с картинки как раз и используется в прямосинтезном лабораторном генераторе. Просто с прямым синтезом много нюансов. Синтезатор малого шага с нужной скоростью и спурами (я уже его, кстати, отдельно показывал для Виталия Козлова ), система преселекции, АРМ, модуляция. Работаем. Особо скучать некогда.

ГУН около 198.2МГц, подставка 180МГц, Кд от ГУНа к ФД около R=10.89, N=1 (в соответствии с блок схемой выше).

Можно считать 198МГц / 180МГц / R=11 / N=1, особой разницы не будет.


Нулевая частота только на шкале. В данном случае выход СЧ был снесен на частоту 10..30кГц с помощью независимого ни к чему не привязанного 33МГц КГ и оцифрован звуковухой. В программе спектроанализатора написаны скрипты, которые следят за пиком частоты и подстраивают шкалу, чтобы ноль соответствовал несущей. Такой метод может дать ошибки из-за разных неучтенных факторов только в сторону ухудшения шумов.

Если у Вас N=1, R=11, то, по моему скромному мнению, в петле деления нет, а есть деление со стороны опоры. Соответственно, тогда деградации ФШ быть не должно. В схеме, предложенной AFK на базе MAX2871, ситуация иная. Там N стоит в петле (по самому описанию микросхемы N-counter не может быть 1, точнее даже не может быть меньше 16). Если только... не пробовать менять входы REF и VCO на ЧФД. Но об этом, вроде, сначала речи не было и, честно говоря, не знаю, будет ли в такой конфигурации все работать при высокочастотном ГУНе.

Я с Вами согласен в том, что делитель этот не оказывает решающего влияния, но физически он стоит в петле, т.к. делит частоту ГУНа и подает ее на ФД. Вот если бы он делил опору, как в классике, то тогда да, и с этой точки зрения он был бы за петлей.


MAX2871 вроде бы не препятствует реализации того, что AFK нарисовал, а нарисовал он за исключением некоторых деталей 1:1, то, что у меня. По крайней мере его делитель N включен также, как у меня делитель R

Мне непонятна такая уверенность насчет завтрашнего дня. Как сказал один знакомый профессор излишне набожному студенту: "Представьте Вы умерли и попали на тот свет, а там ничего нет... Ваши действия?" Впрочем, это Ваше дело.
Ну и опять же - кому надо такой лабораторный генератор за такие деньги? Как и наносекундное переключение частоты. И где тут конкуренция?

Вы любите философию? Моя точка зрения заключается в том, что мы сами формируем свой завтрашний день сегодня. С определенными ограничениями, конечно Я верю в то, что все лучшие достижения человека связаны с его стремлением плодами своей деятельности выйти за границы своего существования. То есть мы живем сегодня, а наши мечты и надежды, мотивация наших проектов принадлежат категории завтра. Если по словам "Вашего профессора" завтра вдруг не наступит, то разве надо перестать мечтать и стремиться за горизонт? Лично я думаю, что нет.


"Такие деньги" - понятие относительное. То, что является "такими деньгами" для Микрана может быть смешными деньгами для Роде Шварца или Талеса.


А почему не попытаться стать вне конкуренции?

Пошел уже оффтоп. Пора остановиться

Для упрощения сравним схемы с одним смесителем:
Для первого варианта пусть Fout = Fref_high*[1+(1/R)]
Тогда, произведя замену R = N - 1, перепишем выражение для выходной частоты
Fout=Fref_high*N/(N-1) или Fout=Fref_high/[(1-(1/N)].
Т.е. пришли ко второму варианту.

С двумя и более смесителями полные эквиваленты в целых числах, конечно, далеко не всегда получаются, но это не принципиально. Частоту можно и опорником подвинуть.


По приводимому ранее измерению восстановил коэффициенты: N = 63 и в офсетной петле деление на 2 перед ЧФД оказывается. Fout=3000/[1-(2/63)].


Работает. Брал простой приёмник-даунконвертор. Гетеродин на ADF4106. На вход RF подавал опорный сигнал с лабораторного генератора. ПЧ выход соединял с входом опоры ADF4106.

Нереально или непотребно

Зачем? В теме наконец-то появился смысл

ОК, вопрос снимается.




В том, что входы ЧФД в принципе можно менять сомнений нет, главное, чтобы один сигнал был стабильный по фазе. Но если взять Вашу схему на MAX2871 и предположить, что через N-counter мы подаем "опору", а через REF (R counter) ПЧ от смешения ГУНа и подставки, то есть следующее сомнение. ПЧ до момента захвата будет флуктуировать по фазе (разница между фазовыми флуктациями ГУНа и сравнительно малым шумом подставки будет нести информацию сигнала ошибки). Но и на опорном входе ЧФД будет флуктурирующий сигнал, поделенный в N раз (ведь вроде как ГУН еще не захвачен). То есть два флуктуирующих сигнала на двух входах ЧФД. Затянет ли ГУН "сам себя"? Или я не прав?

Там чуть по другому было- квадратуры делал в цифре AD9854, а вот опора AD9854 была в петле. Вообще то этот макет придумывался не для низких ФШ, а как быстрый LFM. Просто заметил сходство блок-схем с вышеприведенной.

Пытаюсь осмыслить Вашу схему. IQ-модулятор справа от VCO выведен из кольца обратной связи ФАПЧ. Получается, что это “feedforward” схема, т.е. мы вычисляем ошибку, а потом добавляем (или вычитаем) её на выходе. Работа любой feedforward схемы ограничивается балансом амплитуд и фаз. Рассмотрим сначала Ваш пример с ошибкой по частоте в 15 Гц. На выходе ГУН имеем f+15, на входах IQ-модулятора 15, на выходе модулятора f. Но это в идеале. Т.к. идеального IQ-модулятора не существует (а тут мы имеем широкополосный и высокочастотный), то в реале ещё увидим пролаз гетеродина на f+15 и не до конца подавленную боковую на f+30 (и ещё гармоники).
Но это не страшно. В конце концов петля придет точно на f и эти продукты “схлопнуться.” Теперь надо смотреть, что происходит с шумами. Опять же, в идеале они будут полностью компенсированы до уровня, определяемого подставкой. А в реале… Я так понимаю, подавление ограничится дисбалансом модулятора где-то на уровне 15 дБ. Что, в общем-то, не так уж и плохо. Хуже то, что подавление и соответственно шум на выходе будут “плавать” и возможно будет ассиметричным. Возможно это видел khach:

Правильно ли я понимаю работу Вашей схемы?

Вы все верно описали.
Асимметричность, предполагаю, не должна быть более 3 дБ. Т.к если например 6дБ или более , то для этого надо специально постараться , типа создать условия для "подавления шумов в одной , отдельно взятой, боковой полосе".

Флуктуации - вещь относительная. Подставка обеспечит захват. В механизме работы рассматриваемой схемы большой разницы с традиционной офсетной схемой по-моему нет. Главное чтобы эти флуктуации не выходили за установленные рамки.
Если я правильно понял, речь идёт о такой схеме:

Да, как-то скользко... Философия тут не при чем. Все достаточно банально - кушать охота и нужна доступная, дешевая и надежная вещь - здесь и сейчас. Не вчера и не завтра. Это не дает "улететь". А в перерывах можно и о высоком подумать...

Не даром при поступлении в аспирантуру требуются знания по философии.


А время перестройки при этой полосе? После того, как ГУН приблизится менее, чем на 50 кГц к искомой частоте. Через какое время выходная частота станет точнее 1 кГц, 100 Гц, 10 Гц? Пока не будем учитывать предустановку. И, возвращаясь к старому наболевшему вопросу, можно ли в QS расширить полосу >10 МГц, при текущей геометрии и условии линейности преобразования/усиления? Будем считать, Ref - прямосинтезный.


Есть несколько вопросов. Диапазон октавный? Структура в "боевом" варианте: 2 смесителя с умножением 1..4 с учетом боковых? Что в качестве умножителей? N и D кратны между собой?

Повторяю, в целом я за уменьшение физ. размеров, только пока это не было главным ограничивающим фактором. С >10 МГц сложнее, тут начинает сказываться множество других факторов. Частоту сравнения надо увеличивать до 200+ МГЦ (а это уже совсем другой REF), операционники начинают шалить и т.д. По-моему, это та поворотная точка, когда надо переходить на прямой синтез. Ну или, разве что, ставить ФАПЧ как опцию для подавления спуров.


В принципе, можно, если ввести умножитель в петлю. Но это уже экзотика.


Иногда полезно просто расставить во всех точках схемы частоты и фазовые шумы (т.е. взять реальный пример). Получается всё прозрачно и нагляднее формул.

В моём случае - ещё круче: есть заказ, есть волевое решение делать так, а не эдак.
Нет возможности сказать: "Нет, начальник, это ты - дурак, а не я, как ты думал...".

2 rloc: По ДНЗ пришёл к выводу, что импульсная раскачка ДНЗ - хрень полнейшая, не в обиду Вам
Это изнасилование строптиво-ревнивого диода (SRD) порождает бурю без ветра. Не прокатило...

Пофилософствую немного. Развитие идет циклически, сегодня мало кому удается укротить днз, завтра - средства измерения станут доступны, популярность вернется. Пока выводы такие: без временного анализа понять что там творится практически невозможно. Никто не может мне ответить, какие параметры выходят за границы. Не умеет пока спектроанализатор оценивать напряжения и токи в импульсном режиме.

Да Вы все правильно поняли. Вы меня убедили. Если R-counter будет иметь значение 1, то Ваш вариант будет эквивалентен классическому офсету. Извините за навязчивый спор. Вчера болел, поэтому целый день писал на форуме. А лучше меньше писать, а больше думать.

Поскольку Вы эту схему опробовали в практической реализации, то, может, обсудим ее сильные (слабые) стороны относительно патентной схемы Александра. Обычно я это делаю для себя, чтобы потом при случае быстро "извлечь решение из арсенала".

Сильные стороны:

1) Эта схема объединяет ЧФД, ГУН, набор делителей в одной микросхеме. Что, наверное, удешевит синтезатор и уменьшит его потребление при прочих равных.
2) Может иметь низкие шумы. Если FOM -230, то, наверное, можно получить и под -140 на 3 ГГц (если поднять OCXO -170 без потерь до нужной подставки).
3) Вероятно, в относительно медленных приложениях схема не требует отдельной схемы предустановки частоты. Или нет?
4) При перестраиваемой и соответствующим образом распределенной в октаве подставке можно сделать систему частотно-кратного синтеза (убрать смесительные спуры).
5) Если подставка фиксированная, то можно сделать синтезатор крупного шага заданной величины (что-то типа альтернативы ДНЗ). Этот пункт лично мне нравится, пожалуй, больше других. Потому что из одной хорошей палки (например, бинарной) можно получить несколько палок с преселекцией в виде ФАПЧ.

Слабые стороны:
1) Чтобы получить полноценный малошумящий октавный синтезатор с любым шагом нужно будет городить перестраиваемую подставку и распределять ее в октаве. Чтобы гармоники защелкнулись, относительная ширина перестройки должна соответствовать разнице между двумя соседними гармониками (если работаем в системе частотно-кратного синтеза). А чтобы иметь комфортную для ГУНа (не очень низкую) частоту сравнения и комфортную (с точки зрения кол-ва смесителей) систему распределения подставки, может, их придется защелкивать через две (например, брать только нечетные). Тогда относительная перестройка увеличится в два раза. А раз мы городим подставку (синтезатор малого шага) с такой шириной перестройки, то может тогда лучше ее и делить (а не ГУН), как у Александра?
2) Ограниченный диапазон микросхемы. Октава 3-6 до 20 ГГц должна по идее умножаться (что муторнее с точки зрения фильтрации, чем деление). Октава 10-20 для масштабирования удобнее. Но это только для широкополосных задач.
3) Есть ли выигрыш по скорости? Как быстро переключаются ГУНы в такой микросхеме?

Поправьте, если в чем ошибся или упустил.

Хронически запаздываю с ответами, тем не менее, позвольте перерисовать схему в таком виде для R=1:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Схема, предложенная AFK отличается от классического офсета включением делителя N. Если соединение – зеленая стрелка, получаем классический офсет (ну или почти классический, всё-таки здесь смысл – схлопывание), если красная, получаем схему AFK. Так выглядит убедительнее?

Теперь проанализируем шумы. Перерисуем схему AFK, чтобы не запутаться:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

При захвате частоты будет иметь место равенства частот на входах ФД:

f/N = f – fHR

Ну а далее AFK уже приводил формулу настройки. Единственное, предположим, что ФД вносит шумы в виде случайного отклонения частоты dF. Т.к. dF может быть с любым знаком, то можно добавить к любой части, например:

f/N +-dF = f – fHR

f – f/N = fHR +-dF

f(1-1/N) = fHR +-dF

f = fHR/(1-1/N) +- dF(1-1/N)

Возьмем практический пример, когда частота подставки равно 3200 МГц, а частота сравнения ФД – десяток МГц. Очевидно, что в этом случае N>>1, и мы получаем:

f ~ fHR +-dF

Т.е. шумы ФД не умножаются.

Комментарий для Андрея (Dr.Drew). Можно опуститься и ниже шумов ФД, если ввести умножитель на К и в К раз большую подставку:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Рассуждая таким же образом, получаем:

f x K ~ fHR x K +-dF

Или относительно выхода f:

f ~ fHR +-dF/K

Т.е. шумы ФД делятся на К (уменьшаются на 20logK).

Вроде ничего не напутал?

А теперь, можно продолжить обсуждение (например, получить формулу схлопывания) – извиняюсь, что перебил Сергея:

Воплощённой в "боевом" варианте структуры, к сожалению, нет. Была макетная плата, действительно с двумя смесителями, но совсем другой архитектуры. Как частный случай возможно включение и по предложенной схеме (два смесителя + делитель D).
Картинка шумов в сообщении #2412 относится к режиму работы с одним смесителем. Умножителей в чистом виде на макетке нет. N и D по хорошему да, должны быть кратны.


Благодарю за наставление. Часто не получается ясно выражаться . Попробую изобразить.

Делители в контурах, обведённые синим цветом, будут ухудшать шумы.


Не скажу что досконально так изучил и опробовал, но постараюсь что-то прокомментировать.

Здесь я полагаю важную роль играют регулировочные характеристики ГУН конкретной м/сх. При слишком широкой полосе возникает неопределенность из-за наличия квазизеркальной частоты захвата.
Есть вопросы по калибровке ГУНов: как ведёт себя алгоритм в офсетной схеме; если можно отключать - то не будет ли ГУН уходить со временем за диапазон регулировки.

Согласен, подставку целесообразно делить. Можно и вместе с ГУНом.

Пожалуй выигрыша не будет. Из шустрых LMX2582/LMX2592, по картинке из даташита десятки мкс. Время загрузки регистров тоже, наверное, учитывать надо.


Признаться, я чуть другую схему предлагал (сообщение #2404 )

Это для упрощения анализа перешли на схему с одним смесителем. Но суть та же.

Извиняюсь, что немного от Вашего варианта увел тему в сторону, но с одним смесителем к консенсусу оказалось прийти проще . Схему с одним смесителем (что обсуждали) я предлагал еще вот здесь #1844 и дальше #1846 , #1847, но обсуждение как-то не пошло. Она реализована в виде двух работающих макетов (один с целочисленным делением и один с DDS в качестве делителя). Картинка из сообщения пропала, но по формулам и комментариям дальше должно быть все понятно.



Схлопывание штука очень приятная, но я у себя воспользовался другим свойством, возникающим именно в силу подключения делителя опоры к ГУНу. У меня в качестве этого делителя используется DDS, как следствие я избавился от необходимости иметь высокочастотную опору с хорошей чистотой спектра (на DDS ведь что зря не подашь, а подставка может быть довольно грязной, если эта грязь лежит за полосой петли).

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Правда в итоге получились палки на частотах где коэффициент деления ДДС близок к целому числу (притом палки не ДДСные), но это ожидаемо (никакого схлопывания то теперь нет). Решается эта проблема двигая подставку, но малого шага от подставки теперь не требуется.

И развитие этой идеи с ДДСом - берем F/N PLL в виде м/сх (типа HMC833 и подобных) и легким движением руки заставляем работать ее в оффсетном режиме:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Жалко, что последний вариант я проверить не могу - дорого и технологически мне сложно сделать "на коленке" плату под нечто подобное hmc833.

Да, так проще для восприятия и ”анализа”. А потом уже миксеров можно дорисовать сколько душа пожелает.


Значит звёзды тогда не сошлись . Будем считать схему Шамановской. Шучу. Всегда интересно обсудить неординарные идеи, от кого бы они не проистекали.

P.S. И, кстати, схему тау не пропустите. Тоже весьма своеобразное решение.

Тот же самый результат получится , если , к примеру, использовать VCO с выходом не f , а более высокочастотный, в К раз больше( и без умножителей перед смесителем) , а выход наружу провести через делитель на К.
Но продавливание шумов приведенных ко входу ЧФД возможно не только увеличением усиления в петле обратной связи примененными умножителями , но и способом , подсказанным noise в п. 2398. За счет фазовращателя на входе REF. Фазовую ошибку малой величины проще усилить обыкновенным усилителем напряжения до нужного уровня глубины ООС по фазе, чем применять "фазовые/угловые усилители ошибки" в виде умножителей частоты ( что дорого и тепло). Останутся лишь вопросы устойчивости. но наверное они решаемы.

Что касается обсуждений оффсетной подачи ООС на ЧФД , используя одновременно и N делитель с выхода VCO. Вставлю 5 копеек.
Часто в рассуждениях член 1/N отбрасывается из-за большого N. Но при малых N стоит учитывать фазу этого сигнала относительно оффсетной фазы. Например в большинстве рассмотренных схем более высокочастотная подставка , дающая на входе ФД сигнал f_HR-f (вместо f-f_HR) приводит к увеличению дифференциальной ошибки фазы на входе ФД, тем самым увеличивая глубину ОС и степень подавления ЧФДшного шума. Например при N=2 получается выигрыш на 10дб. при N=3 6дб

На вложенном рисунке ведь именно та схема, которую Вы предлагали? Я хочу, используя логику Александра, обратить внимание на один момент, касающийся делителя, который я обвел красным цветом.

Захват произойдет в случае равенства частот:

fVCO/N +dF =fVCO - fHR - fVCO/D
fHR+dF = fVCO - fVCO/N - fVCO/D
если N>>1, то
fHR+dF ~ fVCO(1-1/D)
или относительно выхода fVCO
fVCO ~ fHR/(1-1/D)+dF/(1-1/D)

То есть получается, что будет добавка к шуму ЧФД в виде (1-1/D). В случае D=4 это 1.33 или 2,5дБ. Пустяк, конечно, но тем не менее.

А вот у Александра (когда делим подставку) при прочих равных получается:
fHR/N+dF=fVCO-fHR-fHR/D
fVCO+dF=fHR/N+fHR+fHR/D
при N>>1
fVCO+dF~fHR(1+1/D)
То есть увеличения dF нет вообще.

Или я ошибаюсь?

А если использовать делитель R не равный 1, то в простейшем случае с одним смесителем получится:

fVCO/N+dF=(fVCO-fHR)/R
fVCO*R/N+dF*R = fVCO-fHR
fHR+dF*R = fVCO-fVCO*R/N
при N>>1
fVCO~fHR+dF*R

По-моему такая же должна быть добавка, а то какой-то вечный двигатель получается