Приветствую Вашу идею о счастливом будущем. и что конкретно сейчас для этого делается7

Я даже уже смотрел в него одним глазком. Могу подсказать- нитридные (GaN/AlGаN) ЦАП с тактовой частотой 20-40 ггц и разрядностью от 12 до 16. Пока разбираются с 6 разрядами.

Давайте двигаться последовательно, шаг за шагом. Как многие здесь отмечали (например, dm.pogrebnoy), цифровая часть (NCO) задается исключительно точно. Например, если взять 48-бит код частоты, 20-бит LUT и Тейлоровскую аппроксимацию, то это потребляет совсем мало ресурсов ПЛИС. А можно и ещё точнее. Т.е. все проблемы в ЦАП, точнее в его нелинейности. Что можно сделать?

1. Кардинальное решение – вообще отказаться от ЦАП. Например, если бы была доступной 14-битная ЛЗ, то можно строить однобитный DDS без ЦАП. Ну а пока продолжаем обсуждение, что можно сделать, используя доступные элементы.

2. Каким-то образом скомпенсировать нелинейность ЦАП. Один из общеизвестных способов уменьшить спуры ЦАП - введение рандомизации (dithering или что-то ещё), чтобы разрушить переодичность ошибки (спуров). Но в тоже время, хотя это и прибивает большие спуры, это крайне негативно влияет на малые (выглядит как поднятие шума). Поэтому, вводя какую-то рандомизацию нужно от неё же (точнее от её негативных последствий) как-то избавляться. Предлагаю рассмотреть один из вариантов, который мне показался весьма оригинальным. Не в плане того, что это что-то новое (вероятно это уже где-то описано, я просто не искал), а просто выглядит довольно элегантно.

Строим два DDS (используя одну ПЛИС и два отдельных ЦАП), как показано ниже. Эти два канала генирируют очень близкие, но в тоже время разные частоты f1 и f2. Эти сигналы поступают на смеситель, где выделяется fout=f1+f2. Эти частоты меняем по случайному закону (динамически изменяя код частоты) таким образом, что сумма f1+f2 на выходе остается постоянной. Таким образом, мы нарушаем периодичность спур каждого DDS, формально не вводя dithering (точнее они модулируются по частоте изменением кода частоты) и в тоже время сохраняем постоянной частоту на выходе (т.е. убираем частотную модуляцию в точке суммирования). И ещё попутно, фактически умножаем выход на 2.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Это такая схемка для затравки, которую предлагаю в качестве отправной точки. Предвижу вопрос по спурам миксера и комбинационным частотам. Т.к. f1 и f2 очень близки, то продукты будут довольно высокого порядка. Кроме того, f1 и f2, наверное, можно сделать и одинаковыми (но с разными фазами, если у нас достаточно отсчетов), я тут пока дальше не размышлял, а уж тем более ничего не моделировал. Тогда смеситель вообще можно убрать, суммируя выход двух ЦАП.

Ключевая идея здесь – cancellation, т.е. строить балансную систему (по типу любой балансной схемы - балансного смесителя, удвоителя, IQ-модулятора и т.д.). Что можно ожидать? А, наверное, того же, что и от любой вменяемой балансной схемы - 15-20 дБ cancellation – что было бы весьма и весьма неплохо в нашем случае. Предлагаю порассуждать на эту тему, приветствуются любые варианты.

Практически все проблемы решаются чередуемыми ЦАП.

А можно чуть подробнее? Что-то типа такого?

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Конкретно набиваются шишки в классическом DDS и создаются пути обхода проблем.
Это - один из тезисов материализма Карла Маркса: Переход количества в качество.
(Всех, у кого творчество философа вызывает изжогу, прошу держать язык за зубами)


Ну да, я тоже видел. Тут другая проблема - почти все математические методы идут псу под хвост.
То есть, это тот самый перебор с количеством, который ожидает качественного перехода.

Хорошая "патентоспособная" идея. На первый взгляд даже изящная.
Покритикую: ключевые места для критики выделены шрифтом.
есть псевдослуч. изменение частот каждого DDS --> есть аналоговые фильтры с различающимися ГВЗ и ФЧХ ---> после перемножения получаем псевдослучайное размытие фазы результирующего колебания.
В точке суммирования действительно не будет "ярко выраженной частотной модуляции" из-за f1+f2=const , но зато будет фазовая , псевдослучайная, зависящая от степени согласованности аналоговых фильтров.

Да, но вообще там куча вариантов, к примеру в данном случае, переключать калибруемые интерполирующие ЦАП.

Да, конечно, идея новая и интересная, но только в теоретическом плане. Дело в том, что на практике не бывает идеальных смесителей, в которых можно сложить F1 ии F2. Непременно там появится масса низкочастотных компонентов, от которых уже никак не избавиться.

Весьма дельное замечание. Как Вы сказали, тут масса вариантов. Например, для двух ЦАП их выходы могут суммироваться (рис.1) или переключаться (рис.2). Соответственно, тут получаются разные условия для глитчей, времени установки, сложения некоррелированных шумов ЦАП и т.д. Какой вариант Вы считаете предпочтительнее в плане оптимизации по шумам и спурам?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла



Низкочастотные компоненты убираются ФВЧ. Но, как я говорил, F1 может быть равно F2, при этом фактически мы приходим к interleaved DACs, что возможно и является решением многих проблем, как справедливо указал Plain.

А ещё можно продумать вариант коммутации не выходов ЦАП, а их тактовых сигналов, а выходы ЦАП - суммировать смесителем.
Естественно, нужно будет скорректировать математику управления ЦАПами, за то быстродействие DDS при этом не пострадает.
Аналогичным образом можно не коммутировать тактовый сигнал, а переменно менять его фазу, сохраняя общую инверсию.
Да, вариантов действительно масса...

Тот, который легче калибровать, т.е. переключение. Вообще, всё это придумали для сквозной калибровки, т.е. количество ЦАПов в таких схемах — три и более. Пока один калибруется, два других работают, далее ротация, иначе интерполирующие ЦАПы, т.е. переключающие не биты, а интеграторы их производных, так просто не получить. В результате, деталей практически столько же, но на ФНЧ поступает не прямоугольник, а треугольник, ещё и компенсированный по инжекциям, совсем другой расклад. Ну и 16 разрядов вполне можно выдавить из опилок, безо всяких галлиев.

А скажите за/против такого простого патча:
работают два DDS с ЦАП с аналоговым суммированием, _ПОЧТИ_ синфазно - со сдвигом на пару градусов. Причем этот сдвиг обеспечивается разным начальным содержимым накопителей фазы, в отбрасываемой части. Это что-либо свыше 3 дБ может дать?

Ну а если поступить следующим образом. Имеем всего один DDS, но ёмкость аккумулятора в нём переменная и изменяется по случайному закону. По такому же закону синхронно меняется и управляющий код на его входе, так что среднее значение выходной частоты остаётся постоянным. Что это, dithering или рандомизация, или что-то в этом роде? Чем это хуже обсуждаемой здесь схемы?

Хуже тем, что шумы резко вырастут. Ищется схема, которая бы на принципиальном уровне исключала жертву шумами в борьбе со спурами, если я правильно понял Александра Ченакина и Plainа.

Относительно чего они резко вырастут и почему? Но если по теме, то есть ли какие-либо данные об эффективности обсуждаемой идеи? Ну хотя бы результаты моделирования.

Картинка потихоньку-помаленьку начинает вырисовываться. Как уже не раз отмечалось, цифровая часть может вполне адекватно выполнять свою функцию (-100 дБн спуры), вся нагрузка ложится на ЦАП. Если не использовать никаких специальных мер, то -100 дБн можно достичь где-то (на уровне прикидок) при Fclock/Fout=12-13 (oversampling). Т.е. при тактовой ЦАП 5 ГГц можно получить полосу порядка 400 МГц, а при тактовой 2.8 ГГц – 230 МГц (+/-). При этом разгонять ЦАП до 3 или 3.2 ГГц не представляется правильным, т.к. не понятно, что можно ожидать от следующей партии. Лучше работать в пределах спецификации.

400 / 230 МГц – это мало. Что делать дальше? Наиболее простым вариантом представляется чередование ЦАП (interleaving), как это было предложено Plain. Если использовать два канала, то это равносильно увеличению тактовой в два раза (за счет компенсации image spurs - см. статью Krall для примера). Т.е. за счет дополнительного oversampling скорее всего удастся расширить полосу до 800 / 460 МГц. Это, кстати, хорошо согласуется с данными, приведенными Сергеем Бельчиковым (3200 / 12 x 2 = 533 МГц). Можно использовать и большее кол-во ЦАП, но тут начинает расти цена, потребление, а также все труднее осуществлять фазировку/балансировку каналов. В общем, картинка в таком самом первом приближении вырисовывается следующая:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

При этом я использовал суммирование, а не переключение, т.к. оно позволяет (1) увеличить эффективный уровень сигнала на выходе и (2) уменьшить на 3 дБ шумы за счет сложения некоррелированных источников (калибровка пока не рассматривается). С другой стороны, схема с переключателем (ping-pong – см. статью Reinhardt, рис. 13) позволяет снизить другие ошибки (glitches, settling и др.). Что лучше - пока не совсем ясно.

Что делать дальше? Надо как-то осуществлять балансировку (т.е. калибровку) каналов. При этом калибровка позволит еще более снизить нелинейность ЦАП (помимо interleaving), что по идее должно позволить расширить полосу до 1 ГГц и выше. А здесь уже можно начинать работать.

Предлагаю обсудить, покритиковать, исправить и т.д.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Вы не могли бы подробнее о калибровке (блок-схема в идеале)? Что можно посмотреть на эту тему?

В общем-то, практически ничего не понял. Кажется, что тут, как и в PDS, используется идея расщепления фаз, хотя схема построена по-другому. Не получится ли один и тот же результат? Но PDS проще, там всего лишь один ЦАП, и никакие балансировки не требуются.

Мне вторая статья больше понравилась.
И не совсем понятно, почему надо спускать частоту DDS вниз аж в 12 раз? Я тут на стороне ЕМНИП Алексея aka rloc - в 4-6 раз.

А если мы выкинем второй ЦАП и впряжём вместо него HMC856 для рандомизации джиттера, мы сильно угробим шумы? А если не будем выбрасывать? Ведь шумы внесённые ЛЗ снизятся на 12-16 дБ, а саму рандомизацию можно скоррелировать с аккумулятором и т.о. избежать резкого подъёма шумов
А ещё мы можем выкинуть лишние разряды ЦАП и повысить тактовую частоту, так как 5 бит ЛЗ это позволяют.
Пока ничего не считал (да и не знаю, как это считать), просто - мысли вслух...

Чтобы достичь -100 дБн (или лучше), не используя никаких других приемов - проверил экспериментально для одного 14 битного ЦАП. Если использовать два ЦАП, то спускать частоту придется в 6 раз (12/2). Можно и меньше, если добавить линеаризацию. Все сходится.


Смысл – увеличить кол-во отсчетов. Каждый ЦАП работает на макс. тактовой частоте. Их выходы сдвинуты по фазе и на их входе присутствует разный код. В результате мы имеем не один, а два разных отсчета за один период тактовой, что равносильно расширению полосы в два раза. Можно использовать и большее кол-во ЦАП. Процесс называется interleaving и хорошо описан здесь (стр. 14).

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Здесь тоже мог бы быть один ЦАП, если бы таковой существовал. Чтобы построить реальный макет PDS (если, конечно, не ждать, что снизойдет чудо в виде какого-то особого ЦАП), Вам тоже потребуется два ЦАП.
А вообще, PDS – это косвенный синтез, с общими недостатками, присущими любой ФАПЧ (например, ни о каких наносекундах тут говорить не приходится). Кстати, меня спросили в Microwave Journal о QuickSyn. Всё что думал, так им и сказал – это устаревшая технология (хотя и довольно интересная в некоторых практических аспектах).

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Interview_Microwave Journal_Chenakin

реклама, маркетинг.

Не равносильно "расширению полосы", пмсм. Для примеру, поставьте 3 или 4 ЦАПа , нуль в передаточной функции H(f) на частоте f=Sr (для каждого из цапов !) никуда не денется (фиг 11. Basics_Tektronix.pdf). И где оно расширение полосы в 3-4 раза ??? а нету его. Был бы на выходе свич соответствующий , оно бы тогда работало в полной обратной аналогии с интерливными АДЦ. А так , при "суммировании" , просто ФНЧ получается. Классический цифровой ФНЧ типа FIR, но с аналоговыми выходами в данном случае и с одинаковыми коэффициентами bi=конст . Хорошо подавляются компонеты из некоторых зон Найквиста, что и показано на картинках (в т.ч. на фиг11) и на других, ссылки на которые были ранее.
Возникает нехорошая ассоциация, что эффект якобы обязан равносильному увеличению частоты дискретизации( ну раз зеркалки то пропали !) .
"Даа, да . Но нет "(с) ))

Однако , при за полосу пропускания FIR фильтра при двух АЦП не выходим , ну и хорошо .

Не?

То есть Вы либо макетировали, либо моделировали этот вариант Каковы результаты?

Помогите с базовыми вопросами о DSS AD9910. У этой микросхемы довольно продвинутый способ тактирования. Есть выбор из прямого тактирования 1 ГГц, есть деление, есть умножении PLL, есть возможность запустить с кварца. Какой способ наилучший с точки зрения получения выходных характеристик ? (фазовые шумы, стабильность и т.д.)
Напрашивается что тактирование напрямую 1 ГГц вроде лучше всего, про деление вообще не в курсе. (где то встречал что разделить сигнал clock на 2 еще лучше). По поводу формы сигнала: микросхеме нужен именно синус ? большинство ocxo, tcxo не синус генерируют.
И еще по поводу Evaluation Board ей 1.8 В и 3.3 В с внешки необходимо обеспечить ? Спасибо

Я потому спрашиаю, что от Вас прозвучало, что Вы попробовали идею на практике. Вот и хотелось бы узнать результаты.

Конкретного не скажу — попутно почитал несколько бумажек, когда что-то когда-то гуглил, но все они были про разработки нового железа, а данная тема, насколько я понял, пользовательская уже существующего, а я так вообще сильно не в ней, потому как занимаюсь совсем другими задачами.

Если я правильно понял, задача минимум в целом, т.е. один и более ЦАП, сводится к уменьшению шума установления токового ЦАП при сохранении его быстродействия, из чего следует максимально возможное увеличение скважности его выхода, т.е. простое стробирование с возвратом к условному нулю.

Пмсм, всё зависит от того, как получен опорный сигнал.
Если это прямое умножение снизу, например, со 100 МГц, то естественно, напрямую 1 ГГц.
Если это заФАПЧованный CRO или SAW, то включаем встроенный делитель частоты.
Встроенную ФАПЧ вообще лучше не использовать, если требуются наилучшие характеристики.
На счёт деленя на 2, то всё зависит от делителя.

При прямом включении или делении - синус, пмсм. Несинус через балун или трасформатор может "не пролезть"
Для фильтрации гармоник OCXO или TCXO достаточно поставить маленький LFCN на нужную частоту среза.
Но даже если этого не делать, то думаю, что ничего страшного не случится. Лишь бы гармоники были в пределах меандра.

А на словах как примерно должен быть сделан опорник для AD9910. C учетом что делаться будет с нуля.
Видел в интернете схемы где просто кристалл, на нем делали с транзисторов генератор, далее умножение. В чем преимущество такой схемы не знаю и вообще оно есть ?
Смотрел виды генераторов на кварце ocxo, tcxo, в основном все HCMOS (это вроде нечто прямоугольных импульсов) можно ли их использовать ? при схеме с умножением

Да, моделирую, когда еду с работы домой и в пробке стою . Шутка, конечно. На самом деле серьёзно пока этим не занимался, всё чисто на интуитивном уровне. Вообще, у меня прямой аналоговый синтез на AD9910 пока лучше выходит (проще, дешевле, меньше потребление, всё про всё уже хорошо известно). Но DDS выглядит перспективнее, поэтому интересно, что можно с него выжать сейчас и потом.


Неправильно выразился. Да, увеличение кол-ва отсчетов, что выглядит, как “расширение полосы.”




Стоит согласиться, что вариант с переключателем, наверное, лучше. Помимо вышесказанного позволяет уменьшить влияние многих неприятных вещей, плохо поддающихся калибровке (glitches, settling time и т.д.). И, по-моему, 3 дБ снижение шума (сложение некоррелированных источников) все равно сохраняется. Единственное, переключатель должен быть “достаточно хороший” (чтобы все не испортить своей нелинейностью, те же glitches, settling time и т.д.).

Перерисовываю схему, точнее две схемы – одна с JESD, другая с параллельным LVDS. Во втором случае не нужны скоростные трансиверы – проще ПЛИС, меньше потребление.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла



Жаль. Интересная идея с тремя ЦАП. Только, что и как калибровать? Сразу напрашивается мысль - сигнал с “отдыхающего” ЦАП подать на аналоговый вычитатель (вместе с одним “рабочим”) и добавлять/отнимать биты по минимуму разностного сигнала. Через несколько циклов должны проявиться результаты такой динамической калибровки.


Это если чередовать большое кол-во “опилочных” ЦАП? Сколько и каких? Может, например, 12-битные EV12DS460A на 6 ГГц? Интересно может получиться.

Продолжим дискуссию по следующим вопросам:

1. Калибровка ЦАП.
2. Какое кол-во и какие ЦАП (AD9739A, LTС2000, EV12DS460A) имеет смысл чередовать?

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Итак, что будем калибровать?

LPF лучше расположить после ключа, один, иначе придётся ЧХ фильтров калибровать.
Допустим частотных искажений нет, калибровать разность фаз клоков ЦАПов, аналоговые задержки и коэффициенты передачи по разным путям, в цифре добавлять специальный известный низкочастотный шумовой сигнал вне рабочей полосы, с выхода ключа обратная связь через АЦП обратно в FPGA, все подстройки в цифре.

Я уже сказал — речь тогда шла о новой схемотехнике ИС, не о пользовании чего-либо существующего. ПЛИС же, как инструмент рядовых пользователей,— слишком ограниченный ресурс для решения аналого-цифровых задач.

Если в двух словах, что требуется, то повторю — для полностью статичной, т.е. токовой схемотехники, ключевым параметром является её неидеальность, т.е. зависимость от напряжений, что выражается во времени установления — его требуется знать, т.е. измерить максимум, для любой задачи по увеличению качества таких ЦАП.

Если задача в увеличении разрядности, то она решается взвешиванием с перекрытием, т.е. ЦАП младше суммируется с коэффициентом порядка 3:1, и, в случае токовых ЦАП, поскольку опорный ток у них практически не регулируется, масштабирование тока влечёт либо потерю статичности, если делать трансформатором, либо потерю быстродействия, если преобразованием в напряжение и обратно.

Получившееся итоговое время установления требуется заново измерить, после чего станет известно требуемое число таких ЦАП для данной тактовой.

Калибровка чередования 2+1 состоит в измерении полной шкалы (избыточной, т.е. прогон всех кодов обоих ЦАП) посредством АЦП с превосходящим разрешением и требуемой линейностью, её приведении поиском ближайших значений и составлении таблицы преобразования. Чтобы не терять быстродействия, АЦП логичнее также собрать взвешенный и калибровать его более медленным.

Калибровка чередующих ключей возможна лишь начиная с чередования 2+2 и может быть только параметрической, т.е. на основе воспроизводимой стереотипности, включая переключение с возратом к нулю, и состоит в измерении вносимой чередованием, на данной тактовой, погрешности и корректировке таблицы преобразования.

Поскольку калибровка всё сводит к единственному опорному АЦП, который может быть вплоть до двухстадийным интегратором, требования ко всей схемотехнике сводятся к практическому нулю, т.е. опилкам.

Хороший вопрос. На картинке представлены различные виды нелинейностей ЦАП, но все они измеряются в статике. А насколько сильно будет отличаться картинка в динамике? Не появятся ли ошибки другого рода? Связаны ли они с сегментацией ЦАП? Если да, то каким образом и насколько? Если ли зависимость тока на выходе ЦАП от предыдущего состояния? Мне всегда было интересно, почему большинство методик линеаризации построены на гипотезах?

Статика – первое, что приходит в голову (вообще, сначала я пытаюсь что-то изобразить сам, потом уже читаю, собираю информацию, а потом опять сам и т.д. – иначе голова не заработает). Следуя такой логике, рисую такую картинку калибровки:

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Берем относительно низкочастотный, “ну очень хороший АЦП.” Проходим каждую точку LUT на относительно низкой частоте. Сравниваем управляющий и измеренный код. Находим разницу и заносим во вторую LUT CAL (нарисовал для простоты восприятия, потом уйдет) пока не получим “идеальные” отсчеты. Таким образом убираем нелинейности ЦАП, ключа, а также разницу ЧХ каналов. Но всё это в статике.


Хорошие вопросы. Ну а Ваше мнение? А что, если не заморачиваться на причинах, а найти критерий калибровки, который будет всё это устранять? Например, калиброваться по минимуму какого-то спура?


Ну а так всегда и происходит. Сначала гипотеза, а потом проверка (либо экспериментом, либо моделированием, либо просто прочтением литературы, где это всё уже возможно описано). Что порекомендуете?


А как насчет нелинейности самого ключа? Я думал, что если убрать ВЧ составляющие, то меньше вероятность генерации комбинационных составляющих в ключе. И, кстати, ключ всё равно придется калибровать, т.к. ЧХ его каналов могут отличаться. Или нет?


Хорошо, добавили шум. Что будет являться критерием калибровки в этом случае?


Каким образом (что подстраивать)? Сразу напрашивается линия задержки, ещё ЦАП – в общем, муть полная. А что, если не подстраивать разность фаз до скольких-то там градусов, а подстраивать амплитуду отсчета (т.е. берем отсчет не строго в “нужной” точке, но главное с “нужной” амплитудой). Вы об этом?

Утверждать не могу, но на модели по статическим данным (DNL, INL) уровень спур получается ниже реальных. "Мытарства" с поиском алгоритмов калибровки в динамике могут ни к чему хорошему не привести. Остро стоит вопрос со смесительными спурами, как самыми большими, а для них все известные методы линеаризации/калибровки малоэффективны или плохо повторяемы, что косвенным образом говорит о другом механизме образования, эффекте "памяти".


Измерять, стробоскопом например, относительную точность можно хорошую получить.

Не обязательно АЦП должен быть ну очень хорошим для исправления каких-то типов искажений, алгоритм калибровки может быть не чувствителен к искажениям АЦП или другого демодулятора.



Противоречие с низкочастотным АЦП.



DNL и монотонность дизеринг линеаризует.



Незнаю, но фильтры по-любому будут сильно не одинаковые и всё испортят.



У меня нет готового алгоритма, но что-то такое должно существовать, как например калибровка разбаланса квадратурных модуляторов-демодуляторов, в чём-то похожая штука.




Разумеется в цифре подстраивать нужный отсчёт, а не управлять фазами клоков.

А насколько они важны эти динамические нелинейности при интерливном включении? Может вообще их не трогать (ну или статику чуть подправить), а спуры вытаскивать силовым методом (oversampling), чередуя 2, 4, 8 (сколько-?) ЦАП? И всё что надо сделать – подсбалансировать немного ЦАПы относительно друг друга. Может как раз только лишь статикой и на этом ограничиться?

Если вообще с нуля, то это слишком сложно для 1 ГГц. Проще подсмотреть, как делают опоры Magic Xtal на 250 или 200 МГц. Только где - не знаю.
Скорее нет, чем есть. У NEL опора получается довольно грязная, приходится чистить узкополосным кварцем.
При этом термостабильность заметно ниже, чем у более дешёвых и доступных опор на 100 МГц, которые и чистить не надо, если не обертоновые.

Присоединяюсь , это нужно использовать , примерно как Вы говорили : небольшой низкочастотный шумчик полезен окажется


DNL меньше влияет на спуры чем глитчи переходных процессов в ЦАПе, имхо. Есть некоторые основания полагать, что использование свичей(свича) для очистки от глитчей ЦАП благоприятно скажется на уровне спур даже при одиночном ЦАП. Собственные глитчи свичей ( из-за вносимого заряда из цепей управления в сигнальную) не должны по идее образовывать спуры, т.к. они сопровождают отсчеты каждый период Fs и формируют простую "палку" на частоте Fs (2Fs и тд)
Касательно "подсбалансировать ЦАПы" между собой . Это может быть актуальным в задачах ЦА-преобразования некоторого широкополосного сигнала, где каждый (!) отсчет принципиально важен во взаимосвязи с соседними . Для задач синтеза узкополосной "несущей" неважно - складываете ли вы две совершенно одинаковые синусоиды или эти две синусоиды "немножно, процентов на 10 ) " различаются по амплитудам (но не по фазам) . Сложение непрерывных синусоид ни чем не отличается от сложения дискретизированных копий оных с точки зрения арифмометра . Поэтому , воот.


мсм: INL можно оставить , по идее калибровка исправит лишь гармоники синтезируемой частоты, которые фильтруем по-любому.
смещение "0" - не калибруем, " : т.к. на скорость не влияет" как говорят гонщики
гэйн и прочие концы шкал - не калибруем .

Остается DNL и "немонотонность" , которые , при большом отношении Fs/Fout, в спурах опускаются ниже некоторой целевой границы. Что толку их калибровать? задушить шумком по совету Петрова да и дело с концом.

Небольшое замечание. Если вдруг в Вашем плане предусмотрено последующее умножение такого синтезатора, то в пункте 1 требование должно быть -120 дБн макс. Для понимания показываю как спуры в -100дБ на 1ГГц выглядят после умножения на 10 ГГц.



Об этом я бы послушал поподробнее. Но для начала посоветовал бы посмотреть AD9910 (как и любой другой DDS) на приличном анализаторе (который дает динамику от 130дБ и выше).

Уточните, какую именно "динамику", при каких условиях измерения?
P. S.
Скрин экрана Agilent, у вас же есть собственная разработка анализатора спектра.

Односигнальную (от максимума сигнала до шумов в минимальной полосе ПЧ). Если вы проводите измерение (предположим) в полосе ПЧ 1кГц, то 100дБ с выхода DDS, свободных от ПСС, еще не есть повод радостно потирать руки. Плотная щетина спуров высокого порядка может лежать под шумами на уровне -110дБ...-120 дБ и, соответственно, сильно огорчить при умножении. Если предполагается начинать умножение дэдээсины с Fclk "делить на большой N" (например, с частот до 100МГц Fout) то закладываться нужно вообще на -140дБ SFDR, чтобы сохранить лицо на 10 гигах. Именно поэтому актуальна апконверсия и деление, а в особенности, качественная фильтрация на СВЧ при сохранении удобоваримого формфактора фильтров. То есть использование всяких BFCN, LFCN и прочих деталек из разряда "дешево и сердито" IMHO не покатит.

Sergey, подскажите пожалуйста как конструктор анализаторов, существуют или существовали ли анализаторы спектра с режекторным преселектором? Чтобы задавить основной тон дб на 30-40 как раз для поиска спуров. А то анализаторы с динамикой в 130 дб не всем по карману, а спуры ловить надо.

Скажу честно, что о таких не слышал. "Как конструктору анализаторов" мне представляется, что перспективным средством борьбы со спурами, а также шумами в приемно-анализирующей аппаратуре является введение второго канала (который, кстати, позволит избавиться и от преселектора). Когда ищут спуры по старинке, этот второй канал часто заменяют еще одним анализатором другой модели.

У нас так в одном из изделий спуры ловятся. Анализатор динамикой всего 60 дБ, а спуры надо смотреть минимум 80 дБ. На рабочую полосу устройства был разработан режекторный фильтр (на основной) тон с подавлением приблизительно 45 дБ. Смотрим спуры и по несложной формулке, учитывающей потери в полосе пропускания режектора и подавление на конктретных частотах, высчитываем значение тех или иных спур. Всё хорошо работает, проверяли метод измерениями с хорошим анализатором.

У вас по вопросу ДД анализаторов спектра отличная публикация
http://www.elvira.ru/assets/files/BELAN140...2_corrected.pdf
по данным в таблице 4, односигнальный ДД будет ограничен фазовыми шумами. То есть ДД = 133 дБ в лучшем случае (отстройка 10 кГц от сигнала). Как же тогда измерять соотношение "сигнал - спур" в ДД 140 дБ. Появились новые модели анализаторов или 2-х канальные измерения? На "низких" частотах получалось что спуры на -140 дБ и более меньше чем сигнал.
http://www.cqham.ru/forum/attachment.php?a...mp;d=1355657629

Спуры обычно смотрят на отстройках больше, чем 10кГц. И там современные анализаторы будут давать больше чем 130дБ (поскольку фазовый шум будет улучшаться). Я не говорю о том, чтобы жёстко промерять выход DDS на -140дБ по ПСС. У любого анализатора свои дискретные спуры будут выше. Но важно посмотреть, что у DDS лежит на уровне -120 и ниже: шум с единичными дискретами спуров или же сплошные спуры высокого порядка (шум в этом случае выглядит как щетина). То есть нужно выполнить "качественное" (не количественное) измерение. В большинстве случаев будет именно "щетина" и умножать DDS нельзя. Также имеет смысл посмотреть частоты Fclk/N + маленький оффсет (100Гц...10кГц). У DDS эти частоты будут "битые" (пораженные спурами и высоких и малых порядков) вплоть до Fclk/20. Поэтому нужно или менять клок (у FPGA+DAC, мягко говоря, с этим не все в порядке), либо "скромно умалчивать" про такие сюрпризы для пользователя. Но при умножении опять-таки можно заиметь совсем жесткую картину на умноженных битых частотах.

Абсолютно с этим согласен, второй канал - на сегодня более дешевый способ получения высокой динамики. Взять тот же самый E5052 - старая элементная база, старые АЦП с большим количеством спур (легко посмотреть), а в режиме двухканального приемника - сказка, все собственные спуры под шумами. Удручает консерватизм в измерительной технике.


Только гармоники?


4, 8, 16 - хороший путь, экономный )) Начинали с одного. Интуиция подсказывает, можно динамику подправить - это в любом случае красивее, без размена одних характеристик на другие, с выигрышем по энергетике, даже по сравнению с бОльшим количеством ЦАП.

При большом соотношении Fs/Fout скорее да чем нет. Настолько, насколько "кривость INL" можно считать непрерывной дифференцируемой функцией. Но это может быть не так "вблизи" границ зон Найквиста. кмк.

Конкуренция предусматривает снижение себестоимости и расширение рынка сбыта.
А как я убедился в течение всей темы, ПСС ниже 70 дБн мало кого заинтересовали.

Да там и выигрыш-то не принципиальный, а чисто арифметический по производительности.
Пмсм, надо остановиться на 2 ЦАП, рассмотрев все возможные варианты их схем включения.

Все правильно. На одну частоту сделать режектор не проблема, а вот если надо смотреть эволюцию спуров при перестройке синтезатора по диапазону- проблема. Режекторные ЖИГ фильтры имеют слишком широкую полосу, пока выходили из положения используя два полосно-пропускающих фильтра, насторенных на пересечение фронтов характеристик. Т.е основной тон синтезатора стоит сразу за верхним срезом одного из фильтров и за нижним второго. Но существует опасность выпалить смесители анализатора при неточной настройке.
Проблема еще и в том, что синтезаторщику никто на стол самый крутой на фирме анализатор спектра не даст, а дают какой-нибудь FSC с динамикой под 50 дб ( не путать динамику с шумовой полкой). Ну и в результате куча фантомных спуров на экарне анализатора, которые можно лечить очень долго.
Понятно, что вопрос управления преселектора такого типа надо решать со стороны исследуемого синтезатора, вернее его блока управления, но вот система управления для двух ЖИГ фильтров и система автокалибровки полосы слабо согласуются с современными методами синтеза и требуют отдельного контроллера. Вот и хотелось посмотреть на существовавшие технические решения прежде чем городить свое.
По поводу интерлива ЦАП. А не мертворожденная ли идея? Помню обуждение AD9912 на форуме. Там внутри именно 4 ЦАПа в интерливе. Из за несогласованности ЦАПов повылазила куча спуров на субгармониках тактовой частоты.

Вот эта формулирвока немного озадачила: а кому, если не синтезаторщику, дают самый крутой анализатор на фирме? Кладовщику что ли? Ведь, по идее, синтезаторщик это и есть тот человек, который по максимуму должен задействовать возможности спектроанализатора (в плане динамики и шумов). И результат именно его труда будет во многом определять параметры разрабатываемой системы. То есть мне понятна ситуация, когда хорошего анализатора просто нет. А вот, когда анализатор есть, но не у синтезаторщика, это странно ПМСМ.