Мне, как приземлённому разработчику, не облетевшему сотен заказчиков с завышенными запросами, видится следуещее:
1. Наибольшую часть запросов в синтезе частоты решает банальная целочисленная ФАПЧ (ГУН).
2. Огромную часть запросов в синтезе частоты решает дробночисленная ФАПЧ. (ГУН)
3. Многомилионную нишу запросов синтеза решают диэлектрические резонаторы. (DRO).
4. Довольно таки заметная часть запросов в синтезе решается умножением (умножители и ДНЗ).
5. ПАВ-генераторы держатся за счёт своей компактности, но уходят из-за их прихотливости.
5. Всё больше и больше набирает обороты прямой синтез (DDS). А им нужна ВЧ-СВЧ-опора, поэтому:
6. Всё чаще и чаще появляются в приборах компактные синтезаторы на коаксиальных резонаторах.
7. Всё меньше и меньше, но ещё довольно много, делается синтеза на ЖИГ-генераторах.
8. Оптика, акусто-оптика, лейкосапфиры, листы Мёбиуса и т.д. - экзотика, затаившаяся перед прыжком в будущее.

Мой вывод: ГУНы ещё очень долго будут совершенствоваться и действительно могут обставить ЖИГ-генераторы, которые почти полностью перестали развиваться. И супермагниты со сверхпроводниками вряд ли их спасут, так как это ещё больше увеличит их стоимость, и без того высокую.

Кроме того, что своими топ-бэнчевыми или хай-эндовыми синтезаторами с одним выходом, разработчики не закрывают и десятых долей процентов запросов в синтезе, они ещё и упускают пусть и козявочный, но существующий сегмент мультичастотных многоканальных синтезаторов. А если есть внутри умножители частоты, то имеет смысл вывести промежуточные и финишную частоты на выход, хотя-бы опционально. Кактотак экспромтом.

Рискну добавить- огромное число потребностей пользователей к СВЧ синтезаторам начало закрываться китайскими платами с ADF4350/4351. Дешево, легко программируется итд. А потом приносят что то с таким спектром
и просят "что то с этим сделать, ты ж в синтезаторах разбираешься".
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Это еще ФШ не показаны и спуры.
Вот что коллеги посоветуют в этом случае?

А этот вопрос тоже скорее к спецам ADI, если платы ими произведены в Китае.
А есло это не их платы, то и совета иного, как "кака, выплюнь" и быть не может.

Тут у меня такая интересная загадка нарисовалась по диэлектрическим резонаторам:
Рассчитал цилиндрический ДР на частоту примерно 10.6-10.8 ГГц, чтобы получить 11, 11,5 и 12 ГГц.
Начал гонять таблетку по корпусу с платой генератора с разными подставками: так и есть ~10.7 ГГц.
Убрал подставку из кварцевого стекла: в пятницу - 11.35 ГГц, сегодня - 16.87 ГГц.
Причём сегодня уровень сигнала даже выше, чем в пятницу. Частота выросла в полтора раза.
Снова столкнулся с явлением парамеирической генерации, но не могу понять ёё природу.

Связь с резонатором слабая и начинает генерить на паразитном пролазе через камеру.

Сложно поверить, но PFD1K на частоте сравнения 2.5 ГГц имеет такие же шумы, как HMC439 на 120 МГц, и полка шумов растет медленнее закона 10log.

FOM, пересчитанная с 2.5 ГГц, получается на уровне -246 dBc/Hz, если вообще в данном случае можно пользоваться таким понятием.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

А я в дискуссии с Виталием предсказал, что PFD не остановятся на граничной частоте 1 ГГц. Да и быстродействие ФАПЧ соответственно.
Ну и дополнительный толчок для очередного развития ГУНов, о котором только несколько дней назад упоминал. Технический прогресс, однако.

В синтезаторах у меня опыта пока немного, занимаюсь с макетом СЧ с временем перестройки до 10 мкс по стуктуре с переносом частоты ГУН вниз и небольшим делением в петле (от 3 до 6), в качестве опорной частоты DDS, ~60...90 МГц (частота сравнения, мелкий шаг), на выходе ГУН умножается на 2. Полученные характеристики ФШ меня устраивают (пока плата работает от внешнего 1 ГГц с аджилентовского генератора).

Основной вопрос - ко времени перестройки. Фаза с точностью до 10-15 градусов устанавливается за 8-10 мкс, затем идет довольно длительный процесс установления фазы до 50-100 мкс, на который не влияет изменение элементов фильтра ФАПЧ, не влияет замена операционника (сначала был OPA211, пробовал AD8065). Что это может быть за процесс? Можно ли его ускорить? В модели в ADIsimPLL его нет.
Заметил, что неточность установки увеличивается при увеличении частоты сравнения больше 85-90 МГц. Также его видно и осциллографом в управляющем напряжении на ГУНе.

В принципе, такая точность установки фазы за 10 мкс на данном этапе меня устраивает, но интересно разобраться, и, если получится, сделать лучше.

Фаза по анализатору в IQ режиме:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

ФШ:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Управляющее напряжение:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Схема из модели:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Но скорость перестройки оцениваете грамотно.


Мало исходных данных по примененным компонентам: ГУН, ФАПЧ, ФД ... Попробую выдвинуть гипотезу. Если ГУН встроенный в микросхему, то возможно влияние схемы ALC (подстройка выходного уровня) - эта схема работает на частоте ФД, деленной на N. Вслед за подстройкой уровня, немного плывет фаза. Впрочем, внутри много всяких автокалибровок на этой частоте.

Примерная блок-схема, между еще много фильтров, аттенюаторов, ключи, дополнительный отключаемый внешний делитель на 2 перед ADF4002 по RF входу (она до 400 МГц, а надо работать до почти 600)... Но все вроде-бы достаточно широкополосное, чтобы влиять так. Фильтры полосовые после смесителя на 300 МГц шириной минимум.

Сегодня еще раз проверил - при частоте сравнения от 65 до 85 МГц (сигнал с DDS на Ref вход ADF) работает луше всего, чем ближе к 100 МГц частота сравнения, тем сильнее неточность фазы. Завтра постараюсь картинки на разных частотах сравнения снять.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Но зачем так сложно и неэффективно? Или я чего-то недопонял?

Чтобы было понятнее, что хотелось получить от макета СЧ:

- диапазон частот - полный диапазон ROS-3570-319+, умноженный на 2
- шаг 100 кГц
- скорость перестройки не более 10 мкс из любой частоты в любую
- ФШ меньше -120 дБн/Гц на отстройках 10 кГц...1 МГц
- ФШ меньше -150 дБн/Гц на отстройках 10 МГц и выше (чтобы избирательность по соседнему каналу приемника потом получить)
- уровень ПСП:
внутри +-2 МГц от несущей не более - 60...-70 дБн,
за +- 10 МГц не более - 80 дБн, желательно -90.

При рисовании схемы многое выбиралось из того, что было "в столе", также не хотелось связываться с предустановкой ГУНа для надежного захвата.
Если можно сделать проще и эффективнее, посоветуйте, буду только рад рассмотреть и попробовать другие варианты.

Как вы это будете обеспечивать, если выходную частоту получаете умножением? Появляются палки на частотах 2f0+/-f0. В качестве ГУН можно взять HMC507 на нужный вам диапазон. На смеситель подавать поделенную частоту.
Для ваших скоростей предлагаю рассмотреть: ОКГ-x3-x3-DDS-схема очистки по Ченакину (DDS подается на смеситель, бьется с ОКГ-x3-x3-x2, потом делится)-HMC698 (с частотой сравнения, близкой к 500 МГц). В вашем варианте нужна перестраиваемая подставка (синтезатор крупного шага) в диапазоне 3-3,4 ГГц с шагом 100 МГц. Еще у вас побочки DDS в петле увеличатся на 10-11 дБ, а DDS перестраивается в широких пределах, поэтому в петле по побочкам можете не пройти. Как вариант-уменьшать шаг СКШ (до 25 или 12,5 МГц), тогда DDS будет перестраиваться в узком диапазоне 4..8 МГц. Если делать СКШ, то по времени перестройки можете не пройти, хотя нужно смотреть.


Вместо ADF4002 можно рассмотреть LTC6950 c частотой до 1400 МГц по RF, чтобы не заморачиваться с внешним делителем

Возможно сказывается неидеальность ЧФД и его выходных цепей? Интересно, а изменение установок битов ABP влияет на процесс?

Берём хорошую опору 3000 МГц (умножение, ФАПЧ или поделённый DRO на 6 ГГц - как вам удобнее), тактируем ею AD9914, перестраиваемый в диапазоне 230-570 МГц, далее подмешиваем к его же опоре и фильтруем полосовым фильтром с центральной частотой 3400 МГц и полосой ~400 МГц. После умножения на 2 скорее всего придётся ставить переключаемые фильтры. Время перестройки будет много меньше, чем 10 мкс.

Такой же вариант можно продумать и без умножения с более широкой полосой перестройки DDS. Там и с волноводными фильтрами дело проще обстоит.

Проблема была в уровне сигнала на Ref входе ADF4002. У меня подавалось около +9 дБм, что близко к максимальному по даташиту, видно как-то хитро работал формирователь на больших уровнях сигнала и сдвигал фазу. Сделал +5 дБм, и все стало намного лучше, неточность фазы при полной перестройке снизу вверх через 10 мкс около 5 градусов, сверху вниз 3-4 градуса, причем сходит на нет уже через 15-20 мкс, а не через 50-100 мкс, как было до этого.





ГУН без умножения в нужных мне границах частот не нашел (HMC507 снизу не хватает), октавные по шумам не подходят. Насчет палок - вот спектр платы практически без экранов (корпуса пока нет), заэкранированы пока только каскады получения 3 ГГц (самодельным экранчиком из тоненькой латуни), фильтрация после умножителя на 2 - LFCN и HFCN между усилителями. Даже так практически проходит в -80 дБн.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла



Сам сначала рассматривал такой вариант, но сомневался в палках DDS. По даташиту гарантируют около -60 дБн в этом диапазоне, реально у меня на плате с 9914 при 3500 МГц тактовой получалось не хуже -70 дБн до 600 МГц, и достаточно далеко, но в диапазон бы попало. Делать перестраиваемый фильтр после DDS как-то не хотелось, да и особо узкий не сделаешь, что-нибудь да внутрь попадет. А после умножения на 2 они ж еще на 6 дБ должны подняться?

Кстати, еще вопрос - как лучше получить хороший 1 ГГц, чтоб не особо испортить полученный ФШ? (сейчас 1 ГГц идет как тактовая на DDS, и на умножитель на 3 для получения 3 ГГц)
Вариант первый - из 100 МГц х2, х5, но тут где-то читал, что сразу умножать больше, чем на 3 плохо, буду терять шумы. Вопрос - насколько плохо, сколько потеряю? Причем 100 МГц мне тоже нужен подстраиваемый опорник, чтоб цеплять ФАПЧ за термокомпенсированный 10 МГц, термостаты мне по времени готовности не подходят (дежурного режима и подогрева нет), термокомпенсированные 100 МГц по стабильности не проходят.
Второй - что-то типа CRO1000 (или 3000, и потом разделить на 3 для 1 ГГц на DDS), с ФАПЧ от 10 МГц, но опять же вопрос - шумы.

Есть ещё третий вариант - SAWVCO. Есть и четвёртый - DRO, причём более привлекательный для полностью прямого синтеза, но его пока можно отложить, т.к. там нужно много думать и считать.
Из первых двух привлекательнее CRO, но где его такой найти. CRO3000 всего -115дБн/Гц@10кГц.
А Вам, как я понял, нужно -130 до умножения до 6-7 ГГц. Так что пока - вариант номер 3 - ПАВ-генератор.

HMC507 дотянется до ваших нижних частот, см. регулировочную характеристику в даташите. Но в этом случае потребуется предустановка, т.к. диапазон перестройки ГУН большой.
Насчет умножения более 3 я так понимаю, что при умножении более, чем на 3 теряется мощность на преобразование, вследствие чего после умножителя вам нужно будет усиливать слабый сигнал, при этом усилок начинает вносить шумы. Оценить вносимые шумы сложно, как правило в даташитах на усилки не приводят графики остаточных фазовых шумов при разных входных мощностях. Может, кто-то меня поправит.


Нужно учитывать, что SAWVCO не работают ниже -20 град. см. http://synergymwave.com/products/vco/datas.../HFSO1000-5.pdf. Если темп. диапазон не смущает, то берем этот по ссылке для клока (фапчуя его к 10 МГц с узкой петлей), ответвляем его же для получения 3 ГГц(x3), далее как описал VCO.

Крайне неудачный выбор ПАВ ГУН по причине крайне неудачных характеристик. Они ограничили диапазон рабочих температур, так как иначе не хватает перестройки, чтобы удержать частоту. У резонатора ТКЧ всегда отрицательный и равен -0,032 ppm/C^2. Пожалуй, это единственный тип генераторов, где номинальную частоту лучше получать на напряжениях около 0,5 В и вытягивать максимальный запас по перестройке вверх, так как частота всегда будет уходить вниз из-за температуры. Старение почти незаметно на этом фоне. Максимум, что мне удавалось получить, - 250 кГц вверх и 50 кГц вниз при тех же минус 140 на 10 кГц отстройки. В остальном, ПАВ в качестве опоры среднего качества очень неплох.

Правильно сомневались, т.к. рисковали получить палки минус 50 дБн на выходе. ФАПЧ лучше оставить


Зато фазовые шумы-достаточные для рассматриваемого синтезатора. И способ получения клока из 10 МГц опоры при этом оказывается простым. То, что есть свои особенности-это да. Их просто нужно учитывать при фапчевании, раб. темп. от минус 20 и т.д.

Очень даже неплохо для ”В синтезаторах у меня опыта пока немного”. Это что ж будет, когда опыта станет много ?


У RN3QVG_1 полоса узкая, легко фильтруется простейшими LFCN-HFCN (или их каскадированием) – что, собственно, RN3QVG_1 и сделал. Тут больше проблема в грамотной разводке платы. Даже без экранов (но с экосорбом) можно играючи получить -80 дБн на 10 ГГц. А если грамотно использовать экранировку и разрыв земли, то и ещё лучше. Так что, всё нормально тут.


У меня ещё в 4002 антибэклэш влиял на фазу, и цифровой детектор плохо работал на 100 МГц. Но это уже из другой оперы.


С волноводными фильтрами – это, скорее, шутка. И на ПП все будет нормально. Зачем ещё монстров сюда?


Только без фанатизма и догматизма. Тут надо считать gain/noise budget по конкретной ситуации. Если минимизировать шумы на 1 ГГц, то неплохо смотрится 100 МГц (MV317) -- Amp -- x5 (RMK-5-571+) -- Amp -- x2. Ну и фильтры, конечно.


Это да, но не только это. x2 – это балун (трансформатор) и два (четыре) диода. 10 дБ потерь и практически 20logN по шумам. Повторяемость идеальная. Где-то ошибиться практически невозможно (это надо ещё суметь). x3 – антипараллельная диодная пара, ситуация та же (ну есть небольшой оптимум по вх. мощности). А вот дальше (x4+) ситуация меняется кардинально. Начинается шаманство с SRD, NLTL и т.д. - у кого работает, у кого нет, а через пару месяцев наоборот. Т.е. зачастую это становится разовой конструкцией выходного дня.


Именно так. Выбор усилителя – это целая эпопея. Начинаешь, обычно, с технологии (Si потом SiGe и т.д.). Потом макс. вых. мощность и мин. коэф. шума. Т.к. это вещи (обычно) противоположные, то ориентируешься по отношению мощность/шум. В принципе, помогает, но не всегда. Бывает и пальцем в небо. Тут, как не крути, приходится экспериментировать (что мне лично крайне не нравиться, больше привык работать с листочком бумаги).


Опять же, тут без фанатизма и догматизма. К большому моему сожалению, мне сейчас приходится следить буквально за каждой сказанной вскользь фразой (иначе потом всплывет в совсем не том контексте и не так, как было бы. Просто не успеваешь. Хотелось, хоть тут на форуме расслабиться – поговорить без лишних раздумий и экивоков, ан нет…).
Кстати, в КС лайт я использовал ДНЗ с коэф. умножения 3, 4, 5 и 6. Впечатление: если нужно сделать с десяток приборов – самое оно, если сотня в месяц – ни в коем случае (re: повторяемость). Т.е. по ситуации, чего тут высмеивать.

RN3QVG_1, Cach, кто вы, откуда? Черканите пару слов на achenakin@hotmail.com, интересно будет списаться.

Тут можно рассмотреть и альтернативный вариант:
Базовый синтезатор сделать прямым синтезом 3200-3600 МГц, а вместо умножителя на 2 сделать ФАПЧ на PFD, реализовав т.о. "чистильщик" DDS и комбинашек. Но для начала частотный план надо проанализировать, разумеется. Если удастся избежать попадания комбинационных составляющих в полосу, то такой вариант имеет право на рассмотрение, так как в текущем варианте, как я понимаю, цель не достигнута.

Не вкладывал в эту фразу фундаментальности, просто подметил, что в некоторых случаях "уходящие" технологии вполне себе актуальны.
Это касается не только ЖИГов или ДНЗ, но и тех же диодов Ганна или клистронов, которые являются по отношению к этим динозаврам более древними.

А можно взять http://synergymwave.com/products/vco/datas.../HFSO2000-5.pdf, зафапчевав его от 10 МГц, подать на тактирование DDS (если это у вас AD9914 или 15, в противном случае поделить пополам) и его же использовать для переноса DDS вверх, затем поделить частоту на 2 и подать на ФАПЧ на основе HMC658 и HMC507. Получите нужные вам частоты без умножения и предустановки. Шумы -120 должны получиться, этому будут способствовать малые шумы ЧФД и меандр на выходе делителя пополам.


HMC698


на 4

То что предлагается, я называю "агрессивным" частотным планированием. Если рассматривать вариант 3000 +(200-600), то, начиная с частоты 3400, в полосе будет смесительный спур вида LO+2IF с уровнем -40...-50 дБ в зависимости от используемого миксера. То есть вся вторая половина нужной верхней боковой полосы (3400-3600) будет заштрихована спурами. Хорошая новость в том, что это будет спур, "убегающий" из полосы. Чтобы нормально отфильтроваться от смесительных комбинаций при таком частотном плане, нужно навскидку хотя бы 3 полосовых фильтра: 3200-3300, 3300-3450, 3450-3600. У первого прямоугольность должна быть примерно 2 (по уровням -60/-1). Это пока в предположении, что DDS "идеальный".

На самом же деле у DDS при полосе 200-600 МГц будет довольно много битых частот. Если клок 3000, то битыми будут 600+/-0.1, 500+/-0.1, 428,5714+/-0.1, 375+/-0.1, 333,3333+/-0.1, 300+/-0.1, 272,727+/-0.1, 250+/-0.1 и тд. (все Fclk/N +/-0.1МГц, которые попадут в полосу). Приложил картинку, где показано Fclk(3200)/6+dF (0.2МГц). Поэтому при использовании DDS крайне желательно выбирать те участки, которые попадают между Fclk/N и Fclk/N+1 или использовать переменное тактирование (чтобы "перешагнуть" битую частоту на другом клоке) или апконверсию-деление. Во всех случаях это приведет к существенному усложнению схемы, которое вряд ли Вас обрадует.

Кроме того, у интегрального AD9914 при такой относительной перестройке будут продукты NxFout+MxFclk/K. Которые будут пересекать сигнал и сверху, и снизу (идти навстречу и догонять). С уровнями под -70дБ. Насколько их уместно будет игнорировать - знак вопроса.

Поэтому, уважаемый RN3QVG_1, используйте ФАПЧ и не дурите себе голову. А если очень хочется запользовать прямой синтез, посмотрите, как это делают грамотные люди (например, Баринов в своем патенте).


В действительности, самый малый уровень шумов имеют усилители GaAs и InGaP HBT. При прочих равных всегда лучше, чем Sige HBT. Si обычно проблематично запользовать из-за плохих параметров (малый gain и мощность). Поэтому реальные рабочие варианты - это GaAs и InGaP. Главное, чтобы был биполярный усилок, а не полевик. Вторичные признаки правильного усилителя для ФШ - это КШ в районе 5-6дБ и хорошая P1 (от +15 и выше)



Да бросьте Вы Режьте все как есть, без экивоков

Технологии не стоят на месте, полевики pHEMT на GaN показывают неплохие результаты. Осциллятор на 10 ГГц на объемном резонаторе из куска алюминия, с посредственной добротностью 3800, имеет шумы -145 дБн/Гц@100кГц
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Не вижу особого повода для уныния, так как ещё не ясно, как будет формироваться опора DDS.
Лично я бы ориентировался на быстро перестраиваемую или выбираемую опору от DRO.
Тем паче, что в данной задаче требуется получить хорошую опору от плохого TCXO.
Но это не моя задача, поэтому спорить слишком рьяно не собираюсь

Есть подозрение, что добротность раза в два-три выше...

Ага, вот сижу переделываю древний ЖИГ на 18-26 ГГц на диоде гана на пару нитридных транзисторов по мотивам https://www.google.com/patents/US8350629
Посмотрим что получится по шумам. Спасибо за ссылку на статью, двумерных шумовых диаграмм для нитридных трназисторов встречать не приходилось, как и вариантов с измерением шумов на НЧ для оценки шума СВЧ

Без серебрения?

Ну а почему нет? Проводимость у алюминия в полтора раза ниже всего. Как-то резво (30+ дБ/дек) кривая бежит в тепло..

Перестраиваемую опору можно сделать двумя трактами fclk и fclk-focxo (на смесителе) и переключением между ними.

Судя по описанию, это отражательный осциллятор. В работах Царапкина утверждается, что эквивалентная нагруженная добротность для отражательного осциллятора оценивается как 2bQ/(1-b^2), где Q нагруженная добротность резонатора на проход. Если взять критическую связь (типа b=0.9), то выходит, что добротность у алюминиевой банки, включенной на отражение, получится в 9.47 раза выше, чем у той же банки, включенной на проход. То есть добротность у резонатора у указанного генератора может быть под 36000. Это значит, что F0/2Q, с которой начнется рост ФШ по закону 1/F^3, будет в районе 130-140кГц (что просматривается на графике ФШ). А вот граница 1/f (характеризующая ФШ усилителя) лежит в районе единиц МГц, что типично для полевиков. То есть это хреновый по ФШ усилитель, как и любой PHEMT, но оригинально включенный с неплохим резонатором.

В статье пишут о ненагруженной добротности, и 3800 - более менее похоже на правду. Попробуйте пересчитать, какая ненагруженная добротность получается у ваших фильтров на объемных резонаторах из алюминия.

Если на балансном смесителе, то можно получить три опорных частоты.
Но есть ещё вариант деления DRO с разными коэффициентами на HMC705.

А чем плоха ФАПЧ, так это тем, что рвёт фазу при перестройке, а это, как я понял, критично.

В дополнение к сказанному. Как водится, придумал себе некий свод правил для “хорошего” частотного планирования для любых схем преобразования с малыми спурами (прямой синтез, офсетный синтез, up/down-конверсия и т.д. – везде, где задействованы смесители). Также использую некую константу (назовем “синтезаторный коэффициент”) s=20. Упрощенно выглядит так:

1. Всегда и везде (хоть прямой синтез, хоть косвенный) следует применять кратные схемы (с эффектом “схлопывания”), как, например, в известном патенте (см. patents), расширителях диапазона (то, что Вы упомянули под схемой Баринова) и т.д. Это дает предсказуемое положение спуров и гарантирует необходимый зазор для их фильтрации тем или иным методом.

2. Существует минимальный зазор (частотный шаг), определемый методом фильтрации спуров (ФАПЧ, ПАВ и т.д.). Например, в приведенном выше патенте это F0. Если взять F0=50 МГц, то полоса ФАПЧ желательно должна быть в 20 раз уже, т.е. 2.5 МГц.

3. Чтобы получить меньший шаг необходимо в каком-то месте разорвать кратность. Тут требуется особое внимание, т.к. это становится системным источником спуров. Следует использовать максимально линейный смеситель, а также обеспечить соотношение LO/IF >20 (в противном случае появляются смесительные спуры в независимости от чистоты DDS).

4. Можно продолжить, но смысл, думаю, понятен. Ну и опять же, тут надо без фанатизма, по ситуации.


Присоединяюсь. Хорошая стартовая позиция, грамотные рассуждения. При желании улучшить можно что угодно, но переходить на прямой синтез при указанных требованиях нет никакой необходимости.


Интересный момент. Какой девайс посоветуете, чтобы усилить 100 МГц -178 дБн/Гц с мин. потерей шума? Усиление желательно небольшое (идеально 10) и мощность 23+ дБм.

HELA10D. Не знаю насчет -178, но -174 потянет.См. тут (видна ее фликкерная граница)
http://www.elvira.ru/ru/news/2017/2017apr24.html


Что Вас отличает Александр, это умение грамотно, коротко и на понятном языке изложить важные мысли. Это я без лести, констатация факта. С Вашего позволения, немного Вам пооппонирую. Не с целью что-то опровергнуть, а для развития темы. Давно вертится в голове несколько мыслей по этому поводу. Недавно подвозил Алексея rloc'а до метро,отрабатывал на нем тезисы будущей "статьи" (правда, пока руки не доходят).


Согласен с этим тезисом. Схемы кратного синтеза - более красивые (более интеллектуальные) и, с точки зрения спуров, они совершенно точно лучше, чем схемы некратного синтеза. Однако, когда мы начинаем говорить о низких фазовых шумах, то схемы некратного синтеза оказываются более многообещающими. Поясню. Ключевой элемент схемы кратного синтеза - это спредер. На сегодняшнем уровне технологии его шумы лежат на уровне -153дБ/Гц@10кГц@~1-2ГГц. А на частотах 8-12ГГц все еще хуже: -145дБ/Гц@10кГц. А если спредеров несколько (как у Баринова), то их шумы аддитивно складываются. То есть шумы сапфира, например, имеющийся в нашем распоряжении сегодня спредер не поддерживает. А вот регенеративный делитель - вполне. Но регенеративный делитель - это, в отличие от цифрового, не спредер: слишком узкий. Таким образом, я делаю такой вывод: если в основе Вашей системы лежит кварц/ПАВ и приоритет отдается минимальным ПСС, то использовать некратный синтез - неразумно. Это граница проходит на уровне ФШ примерно -145 дБ/Гц@10к@10ГГц. Если же все-таки нужны шумы ниже, то некратный синтез пока имеет преимущество перед кратным. При этом хардверные усилия для достижения приемлемых ПСС в некратном синтезе более высокие, чем в кратном. Какие ПСС реальны в некратном синтезе? Моя оценка: 90дБ. Больше - вряд ли. В кратном, думаю, и 100дБ - не предел. Оговорюсь, что я рассматриваю прямой синтез (предельный по шумам). На текущем уровне технологии. В косвенном синтезе использовать сапфир смысла нет, как и некратный метод. Некратный косвенный синтез это своего рода "признак дурного тона". Сюда я отношу и Кисайтовскую трехпетлевую схему и гетеродин своего анализатора спектра.

В общем случае и для массового производства все верно. А в случае state of the art возможны исключения и нюансы. То есть можно работать с соотношением >=7 при наличии подходящих фильтров. Далее: не факт, что максимально линейный смеситель - это панацея. Здесь как и с усилителем надо пробовать. Мое наблюдение: желательно использовать максимально неширокополосный смеситель. То есть если Ваше преобразование требует 5ГГц, то возьмите смеситель на 4.5ГГц, а не на 10 ГГц.

Обратите внимание, что количество страниц в данной теме приближается к символической цифре 174.

А кто-нибудь реально использовал AD9914 или 9915 с переменной тактовой частотой? Насколько необходима калибровка ЦАП, которую они требуют при смене тактовой частоты? А то время калибровки в 469632/fs может убить все быстродействие DDS.
" The DAC CAL enable bit in the CFR4 control register (0x03[24]) must be manually set and then cleared after each power-up and every time the REF CLK or internal system clock is changed. This initiates an internal calibration routine to optimize the setup and hold times for internal DAC timing. Failure to calibrate may degrade performance and even result in loss of functionality. The length of time to calibrate the DAC clock is calculated from the following equation: tcal = 469632 / fs "

Так и я предложил вариант с ФАПЧ, но меня почему-то неправильно поняли. Скорее всего не читали совсем.
У RN3QVG_1 умножитель после ФАПЧ, а у меня ФАПЧ на финише, но более высокоскоростная и простая.


А вот это уже серьёзная проблема, извините, что чуть не сбил с толку. Ставить 2 DDS - уже не смешно
Надо смотреть, можно ли быстро менять частоту в более низкочастотных DDS. Ведь коэффициент умножения финишной ФАПЧ можно сделать больше, чем 2.

А что, если AD9914 не смешивать с опорой, а сразу умножить ФАПЧ на 8 на HMC439, предварительно подчистив DDS с помощью ПФ? На выходных попробую посчитать в перерывах между футболом и стройкой, что получится.

Вернемся к объемным резонаторам. Когда-то давно Сергей приводил АЧХ фильтра, сообщение #1171. Попробую методом реверс-инжиниринга восстановить ненагруженную добротность отдельного резонатора по фильтру-прототипу:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Специально подобрал одинаковый масштаб. По крутизне спада хар-ки и пульсациям в полосе получается 7-ой порядок, по потерям в полосе - ненагруженная добротность ~2500, в реальности возможно немного больше, если не учтены потери в разъемах. Это все к вопросу добротностей алюминиевых банок на 10 ГГц, на основной моде.

Смешивание с опорой и деление, допустим на 4, уменьшает побочки на 12 дБ. И ФШ идут от опоры. А в вашем случае шумы DDS, пересчитанные к выходу, -120 впритирку получатся. Еще ФАПЧ будет шуметь где-то так же. Рискуете не дотянуть до -120.


В даташите AD9912 ничего не сказано про калибровку при смене опоры. Но на практике не проверял. А так можно было бы построить синтезатор так: AD9912 (215-385 МГц)-смеситель (LO=2 ГГц)-:4 (на выходе-403,75-446,25)-(HMC698(к-т деления=8)+HMC507). Опору сделать переменной. Фильтрацию после смесителя никто не отменял, комбинашки в полосу не попадают. На выходе-ваш диапазон от 6460 до 7140 МГц. Только посмотрите сколько методов борьбы со спурами: сменная опора, 2 канала спуркиллера на борту DDS, делитель на 4, еще и ФАПЧ по выходу.


3-избыточно для борьбы со спурами, если стоит ФАПЧ по выходу. Один раз отстроились - и изменили расположение спуров, что достаточно для фильтрации. C DRO сложнее. Это же нужно его рассчитать, настроить и т.д., а качественные готовые-дорогие и, как правило, в модульном исполнении.
А почему фаза рвется при перестройке Ref? Фазы ведь связаны, к-т деления по RF не меняется. Изменили опорную частоту-ФАПЧ отработала. Я допускаю небольшое отклонение, но не рвется же.

В моём случае речь идёт об опоре DRO, там шумы на 7 ГГц ориентировочно -130, т.е. с большим запасом. Надо лишь узнать:
1. Не угробят ли их DDS+ФАПЧ?
2. Насколько меньше будут спуры, чем в имеющемся варианте?
3. И главное: Решит ли это проблему RN3QVG_1?

Впрочем, мой вариант можно доработать вычитанием опоры из частоты ГУНа вместо деления, но уже без умножения на 2, которое явно лишнее в варианте с DRO.

Тут ещё контекстом ставил вопрос, может ли RN3QVG_1 использовать DRO, повторяю его, т.к. заболтали...

Посоветуйте surface mounted усилитель для компенсации потерь преобразования x5 (RMK-5-571+), чтобы не ухудшить СПМФШ генератора -170 дБ/Гц на 10 кГц. Мощность на выходе генератора-8 дБм. Здесь, я так понимаю, нужен одновременно мощный (>20 дБм) и малошумящий усилитель. С коэф. усиления>12 дБ.


Посоветуйте такой DRO. Коммерчески доступные предлагают -120 дБ/Гц на 8 ГГц и стоят они как паровоз, HMC-C200 к примеру. А самому с такими шумами нужно еще постараться сделать.
1. Угробят до минус 120-122. см. график 17 в даташите, прикиньте по нему шумы 0,8-0,9 ГГц и пересчитайте к 7 ГГц. Получите около -120-122 дБ/Гц, HMC439 будет шуметь на 6 дБ меньше, т.е. не ухудшит -120-122.
2. Спуры увеличатся - см. график 12 в даташите. Сейчас DDS формирует 65-100 МГц, а вы предлагаете 807,5-892,5 МГц.
3. С шумами и спурами, я так понимаю, у RN3QVG_1 проблем нет: -70 дБн и менее -120 дБ/Гц получаются.

Спасибо. Надо будет попробовать.


Поспорю. Точнее, не то что бы поспорю, а просто дальше порассуждаю. Оно ведь интересно, когда на грани. Итак, занимаемся сверх-сверх-малощуиящим сапфировым синтезом. Естественно прямым. Тут уже без дураков (вроде умножителя в петле).
OK. Кратность надо разрывать в любом случае. По-этому, делаем это один раз и сразу не отходя от кассы. Т.е. берем сапфир на десятке и смешиваем с DDS. Фильтруем связанными полыми металлическими резонаторами (один лишь раз позволим себе эту приблуду, т.к. не технологично это использовать ещё раз где-либо ещё). OK. Получили десятку, размазанную в узком диапазоне (единицы %). А далее, как раз, и применяем кратный синтез, используя регенеративные делители по схеме:
f +/- f/2 +/- f/4 +/- f/8…
и т.д. пока не получим нужную полосу без пробелов. По-моему - если мне не изменяет память - это пытались сделать в PSI уже на излёте (перед покупкой их Райфеоном. А покупка – это деградация, проверено. Раньше было интересно почитать на ночь Иванова-Тобара-и др., и где оно это?). Т.е. приходим к кратному синтезу. Я даже затрудняюсь представить, а как можно по-другому. Покажите, это просто интересно.


Себя не надо. На самом деле я с огромным уважением отношусь к Элвире, Микрану (всех не буду перечислять). Просто потому, что любая независимая страна (а не банановый безвиз), которая занимается microwavers, должна развивать базовые технологии, в частности, свою измериловку. Хоть дурного тона, хоть нет, но свою. И тут остаётся лишь снять перед Вами шляпу.


В смысле приблизились к тепловым шумам? Надо пересечь! А чё, нам русским закон не писан!


Хороший вопрос. У меня получалась только на несогласованных элементах типа BGA-724. Поэтому, и спросил Сергея:


Надо проверять.

Присмотрел PHA-101+. У него и к-т усиление 15, и по мощности вытягивает, и КШ<4, и IP3>47.

Обычный E-PHEMT, фликкер большой.


В данном случае отлично работает принцип суммирования нескольких элементов (транзисторы, ОУ), охваченных ООС, желательно lossless (можно немного развить). Проще всего суммировать элементы с высоким входным сопротивлением, чтобы просто объединить входы и не терять на отдельном делении мощности или согласовании с низким входным сопротивлением. На одном мощном усилителе практически невозможно достичь высокой динамики - увеличение тока (рабочей точки) приводит к неизбежному росту КШ, и чаще всего к сопутствующему росту фликкера. IP3 и NF - сложно совместимые параметры.

Я для себя (подобно Вам) составил свод некоторых закономерностей для кратного синтеза. На этом фоне постараюсь прокомментировать перспективы сверхмалошумящего генератора в рамках "кратной парадигмы".

1) Для начала есть две рабочие концепции: вариант типа квиксиновской (хотя квик это PLL оффсет, но в другую сторону развернуть тоже можно) и вариант бариновский. Различие (для себя) я усматриваю в том, что в квиксиновском варианте гармонике "присваивается" жесткий номер. То есть мы сначала "раздали" гармоникам синтеза номера, а потом стали выполнять с ними разные арифметические манипуляции. У Баринова каскадируются спредеры и "номера" гармоник есть только в рамках одного спредера. То есть нет фиксированного первого номера (он "плавающий"). Вариант Баринова жестко завязан на цифровой спредер, где надо щелкать коэффициент деления в широких пределах. Стало быть, он нам не подходит. Остается только "квиксиновский".

2) Первыми шагами для построения а-ля квиксиновской схемы являются следующие: определение примерной центральной частоты ядра, его гармонического номера, будущей рабочей октавы (96-192 или 64-128 или любой другой), определение минимального количества арифметических операций (нужных гармоник и кол-ва смесительных каскадов), метод защелкивания гармоник (через одну, через две - связан с предыдущим шагом), определение относительной перестройки, необходимой для защелкивания по выбранному методу. Здесь мы обнаруживаем пару простых закономерностей: а) защелкиваться через одну гармонику не очень удобно: слишком много арифметических операций и соответствующих им компонентных узлов б) защелкивание через две (или больше) требует более широкой полосы; в) чем ниже база, тем меньше относительная перестройка для первого и последнего некратного смешения. То есть если нам хватает 100 МГц при базе на 2,5 ГГц, то на 10 гиг нужна будет база 400 МГц.

Что это означает применительно к 10-гиговому сапфиру? В идеале базу хорошо было бы делать сразу на 10 гигах. Но нам же нужно отстроиться от палки LO хотя бы на 200-250 МГц (чтобы расфильтроваться). И обеспечить диапазон относительной перестройки 400МГц (или больше, начав с 200-250). То есть DDS у нас будет перестраиваться больше октавы. Значит одним фильтром тут не обойдешься. Так что позволять себе нетехнологичную роскошь в виде фильтров на объемных резонаторах нам придется на самом деле не раз. Можно запользовать более высокие частоты DDS (чтобы перестраивать меньше октавы)? Тут тоже есть вопросы: ФШ у DDS близко к гигу становится не очень (см. картинку).

Предположим, что базу можно сделать в районе F/2. Но регенеративный делитель не поддерживает входную полосу даже в 1%. Полпроцента - вот реалистичная цифра. И то на краях в температуре может срываться или начинать резко шуметь. Устойчиво же работает +/-10 МГц от F0 (10 гиг). Это и разваливает всю концепцию. f+/- F/2 +/- F4 +/-F/8 говорите? Ок. (10010-9990)/2 ->(5005-4995)/2->(2502,5-2497,5)->1251,25-1248,75... Что делать с этими кусочками в 20, 10, 5, 2,5 МГц ? Сколько их нужно, чтобы получить "нужную полосу без пробелов"? Параллелить несколько регенеративных делителей? Честно говоря, не представляю, как это превратить в рабочую схему.

Поэтому пока ждем прогресса в цифровых спредерах, а реально работаем над альтернативными (некратными) методами.


Надо. В том смысле, что надо критически относиться к своим разработкам прошлых лет, учиться на допущенных там ошибках и предотвращать их в новых проектах. Это и дает развитие.


Я говорил о том, что включение резонатора на отражение должно увеличивать эффективную добротность. Ок. Даже если взять цифру 3800, давайте посмотрим, что мы получим. L(f)=10log(Lamp(1+(fo/2QFm)^2)). Берем график, отстройку 10кГц. Пусть будет цифра -110дБ/Гц. 10log[(fo/2QFm)^2] - это добавка в 42 дБ к шуму усилителя (f0=9900 МГц, Q=3800, Fm=10кГц). Значит усилитель шумит -152дБ/Гц@10кГц. То есть повторяю еще раз: это довольно хреновый по ФШ усилитель, как и любой PHEMT.

Push-Pull на двух ECG003B / ECG008B (InGaP) c трансформатором 1:1 на входе и балуном на выходе?
Резистивная обратная связь позволит подобрать требуемое усиление и согласовать вход/выход на 50 Ом.
Получается дискретный аналог HELA10, но с меньшим напряжением питания.

MOXO-100 после ревизии (скоро пойдет на поток) 16 дБм + упятеритель россыпью + два фильтра TA1407A + BGA616

Цифры сказочные, -140дБн/Гц@100Гц да еще после умножения (реально 154дБн/Гц@100Гц) - фантастика! Это так пост-фильтр здорово чистит? И наклона 1/f^4 давно не видел. Диапазон 1к - 100к - прибор не видит?

Ну я же специально вывел строку офсета на 14 дБ вниз...
Вблизи спад 40 дБ из-за вибраций и вход управления частотой в воздухе болтается.
Вот - на ночь оставлять неохота.

Никогда не пользовался, сбивает с толку.


Вибраций нет.