Полагаю, их (шумы) слили вместе на рис. № 25 в статье С. Бельчикова: там изображена огибающая, которая отражает уровень составляющих в каждой её точке. Если на предыдущих рисунках составляющих вблизи исследуемого сигнала нет, то на рис. № 25 они появляются. Тогда получается, что реально применение приема, описанного в статье, повлияло на общее отношение сигнал/шум в тракте спектроанализатора, расширение динамического диапазона, снижение общего уровня шумовой полки.
В чём я не прав?

То что появилось на рис. 25 в вышеуказанной статье, можно назвать спурами.
Более нагляден режим, когда на экране анализатора одновременно отображается спектр сигнала и спектр фазовых шумов этого сигнала.

Вы согласны с тем, что на рис. 25 приведен спектр большого сигнала? По условиям Вашей задачи, идет прием малого сигнала, со спутника. Условия немного разные: в одном случае ФШ оказывается выше шумового пола (чувствительности), в другом - намного ниже. В статье говорится, что на других СА, при измерении сигнала с генератора SME06 на частоте 3.31 ГГц, шумы при отстройках от несущей на 10 кГц определяются гетеродином, а на рис. 25 - самим сигналом, что подтверждается измерением собственного шума SME06 на рис. 26. Ни о каком повышении чувствительности речи не идет, только о снижении шумов гетеродина и сигнала при близких отстройках от несущей.


Давайте уточним: что Вы понимаете под этими словами?

Крайне сложно понять, в каком месте идет непонимание происходящих процессов. На одном из семинаров по измерительной технике один человек преклонных лет пытался доказать мне, что ФШ не может быть ниже тепловых шумов, и как ни странно доказать обратное у меня не получилось, с каких сторон я бы не подходил и какие аргументы ни приводил. Рекомендую провести моделирование, причем сделать это не так сложно в программах математического расчета, например MatLab, MathCad.

Забавно почитать Datasheet UXG :
Поделили спуры на гармоники, суб-гармоники в областях 1/3 и 2/3, другие суб-гармоники и негармонические составляющие. "2/3" от центральной частоты - похоже на пролазы основной и третьей гармоник после умножения на 2 (< -75 дБн). Под понятие "другие суб-гармоники" или негармонические составляющие, остается догадываться, попадают спуры от самого ЦАП (< -80 дБн или -70 дБн тип. соответсвенно). На диапазон частот 16-40 ГГц побоялись дать гарантированный предел по спурам, ограничились типичными значениями (-65...-70 дБн). Допустим спуры лежат в диапазоне от -50 дБн до -90 дБн, можно считать -70 дБн типичным значением "по больнице"? Время переключения в диапазоне 20-40 ГГц между бендами пишут 30 мкс (MEMS?). Огорчили фазовые шумы при дальней отстройке (> 10 МГц) - типичное значение около -141 дБн/Гц на 10 ГГц и -130 дБн/Гц на 40 ГГц.

То есть этот генератор для РЭБ в этом диапазоне никак не применим, а применение прямоого синтеза весьма сомнительно из-за высокого уровня спур и шумов на дальних отстройках.
Вот это именно то, что я пытался выяснить при сравнительном анализе достоинств и недостатков прямого и косвенного методов синтеза частоты:
Где всплывут подводные мины?
Возможно, что это пока проблемы переходного периода, которые со временем будут решены. Как раз сейчас работаю в этом диапазоне 20-40 ГГц, но требования по шумам как всегда скромные - -96 на 40 ГГц@10кГц, а по спурам - суперские, не выше - 100 дБм. Выбрал ФАПЧ, но сомневаюсь, что уложусь хотябы в 3 мкс с перестройкой.
Советую взглянуть на последние сверхмалошумящие ОУ от AD: AD8099, AD8432, ADA4895-1/ADA4895-2, ADA4896-2/ADA4897-1/ADA4897-2. Большущий шаг вперёд по полосе с сохранением шумов легендарного AD797.

У ни очень большой уровень фликкер-шума ниже 10 кгц.
Можно использовать только для высокочастотных усилителей.

Typical (typ): describes additional product performance information that is not covered by the product warranty. It is performance beyond specifications that 80% of the units
exhibit with a 95% confidence level at room temperature (approximately 25 °C). Typical performance does not include measurement uncertainty.


Да, собрать составную опору (DRO на 10 ГГц) явно по силам (даже не осваивая сапфир).


В прямом синтезе? Например:
1. Частотный план должен быть когерентным, т.е. некратное смешение должно производится один раз при большом соотношении частоты гетеродина и ПЧ. Как результат – большое кол-во каскадов (больше, чем, казалось бы, на первый взгляд и – обычно - полное игнорирование этого вопроса).
2. Интерфейс. Надо стримать list mode прямо из памяти.
3. Электронные переключатели затягивают нарастание амплитуды.
И т.д.
Но всё это решаемо. Уже здесь и сейчас. Если кому-то только это нужно.


Ну, нет, это как раз не нормально выпускать сырую технологию.


Почему “как”?


Можно собрать “избыточный” фильтр (т.е. бОльшее кол-во и включать необходимый – своего рода “калибровка” без подстройки, несколько утрируя).

А как это отразится на отстройке 10 кГц при построении внутрипетлевых фильтров широкой полосой порядка 1МГц?
Не совсем внятно представляю, как фликкер шум перерадится в фазовый шум петли ФАПЧ,
так как всегда думал, что там шум на малых отстройках определяется опорой по закону 20logN.
Вроде как у AD8099 одно из назначений - фильтры. Неужели не подойдёт для ФНЧ ФАПЧ?

Ближний спектр UXA
на входе MXG до 6ГГц
причем такая картина на практически во всем частотном диапазоне до 6ГГц,
поэтому вряд ли это спуры MXG

картинка не очень хорошая, прибор завис и сохранить на флешку не получилось,
величина спуров меняется от -75dBc до -80dBc (полоса обзора 1.6MHz, RBW=10Hz)
для анализатора спектра такого уровня (или другими словами цены) как-то не очень!!!!
и это только то что удалось обнаружить за время "кофе-брейк",
что делается на частотах выше 6ГГц остается под вопросом...

А как насчёт AD8021, у него и с полосой, и с напряжением питания всё в порядке, и одно из назначений - активные фильтры?
Я как-то пропустил эти высокочастотники, хватало OPA211. Но теперь надо сильно расширить полосу с сохранением устойчивости петли.
Вроде 50-Омники должны быть более устойчивы от возбуждения при перестройке, чем классические высокоимпедансные.
Но пока одолевают смутные сомнения, что удастся обеспечить низкий уровень спур и субгармоник...

30 мкс на 20-40 ГГц - это только между поддиапазонами, внутри - меньше 1 мкс.


Хорошая цифра. На какую полосу рассчитываете? Частоту сравнения?


"Не покрывается гарантийным случаем" - молодцы, обезопасили себя, а там таких параметров ...



Был у Keysight документ, где за ЦАП сразу идет умножение на 2^n , думал рисуют упрощенно, скрывая алгоритмы преобразования, но ошибся - как нарисовано, так и есть. А почему разработчики пошли именно по такому пути, казалось бы заведомо безнадежному?
Давайте посмотрим на исходные данные: частота ЦАП - 6 ГГц, рабочий диапазон частот - от 338 МГц до 2610 МГц. Вопросы:
1. Во сколько раз больше по частоте надо взять гетеродин, чтобы при переносе вверх комбинационные составляющие не превысили собственных спур ЦАП (предположим < -80 дБн), и желательно не потерять при этом преимущества широкого диапазона?
2. Какими алгоритмами переносить сигнал вниз вслед за п.1, с учетом сохранения возможности амплитудной модуляции на уровне ЦАП?
3. Удастся ли сохранить шумы по формуле 20logN при преобразовании вниз (см. п.2)?
4. Как сохранить широкую полосу модуляции (АМ, ФМ, ЧМ)?
5. А насколько важны и кому требования когерентности и амплитудной модуляции? Может отказаться от них?

А цифра в -141 дБн/Гц на 10 ГГц не так уж и плохо выглядит, если привести к 100 МГц, выходит -181 дБн/Гц - красиво. Иными словами - собственные шумы ЦАП в дальней зоне, лучше "крутого" кварцевого генератора.


Следует полагать уже делают? Какие характеристики: диапазон частот, относительная полоса, прямоугольность, внеполосное подавление, потери, размеры?


Хорошая мысль, действительно не важно (в определенных пределах) насколько будет сдвинут по частоте отдельный фильтр или его полоса - даже при большом разбросе параметров материала/процесса можно всегда перекрыть гребенкой фильтров (из одного куска исходного материала) необходимый участок с запасом, а выбор конкретного фильтра/диапазона возложить на калибровку.


Для радиочастотных действительно со спурами могут быть проблемы, утечки по входу. Для широкой петли хорошо бы знать задержку от RF до выхода ФД, а она к сожалению нигде в документах не приводится и в программах расчета не участвует (равна 0).


Видно, что SWEEP стоит в режиме FFT. Не исключаю, что есть настройки по скорости/точности/спурам.

А как в общем случае связаны FFT и спуры?

Во-первых спуры могут определяться самим АЦП, для FFT используется более скоростная микросхема и очевидно хар-ки хуже, чем у той, которая стоит в канале Swept (по структурной схеме). Во-вторых, надо проверить, не был ли в том эксперименте использован АЦП с частотой 2.4 ГГц и полосой 510 МГц. За счет большой промежуточной частоты, кратность между входной частотой (или первой промежуточной) и последней промежуточной (877 МГц +-255 МГц, как потом узнал из даташита) получается небольшой, что приводит к высокому уровню паразитных комбинационных составляющих в рабочей полосе. Но для широкой полосы уровень спур не должен иметь решающего значения, ведь основная задача в этом режиме - оценка спектра широкополосных сигналов - должно быть отражено в документации.

При РЭБ в диапазоне 20-40 ГГц первая цифра является базовой, если не ошибаюсь. Никто не гарантирует отсиживания в узком диапазоне.

Полосу вначале хочу установить 1 МГц, затем попытаюсь расширить до 4-5 МГц. Частоту сравнения тоже буду увеличивать со 125 МГц до 200.
Когда перейду на голый PFD, попробую на рассыпухе 10 МГц, что для меня выглядит фантастикой. Частоту сравнения увеличу с 250 МГц до 500.
Пока запарка с хорошей опорой на 2 ГГц, заказал 250 МГц, 500 МГц и 1 ГГц (кварцы с умножением). Хотелось бы тот самый ПАВ на кварце попробовать.

Нет, ну цепи согласования выхода CP с 50-Омным входом, думаю, не избежать. Что это будет: эмиттерный или истоковый повторитель, ОБ или просто сумматор, пока не определился. С голым PFD проще, там можно прямо с выхода нужный импеданс обеспечить и т.о. минимизировать задержку в цепи ОС. Жаль, что октавные ГУНы в области СВЧ не делают 5-Вольтовые по понятным соображениям. Как бы всё упростилось!...

1. Например, 1:50. Широкий диапазон сохранить не удастся, но это не смертельно. Сделать несколько каскадов проще (потому что элементная база уже имеется), чем широкополосный AWG.
2-4. Тут две задачи. Сначала чистый и быстрый LO. Вниз делением, вверх умножением. Далее цепляем IQ/ЧM модуляцию с помощью миксеров. Нужно ли сохранять требования по спурам при применении ЧМ?
5. Хороший вопрос. АМ можно вынести и за пределы синтезатора в крайнем случае.


ПАВы как раз и перекрывают упомянутые Вами частоты (338-2610). Дешево и сердито. И никаких нанотехнологий.

Можно обратиться к схемотехнике трансимпедансных усилителей, принципы похожи: источник - заряд или ток, выход - напряжение. У Linear есть много примеров с внешним JFET транзистором - такое решение, как показывает практика, оказывается лучше любого интегрального. Небольшого усиления транзистора (определятся резистором в стоке) может вполне хватить на компенсацию шумов усилителя, в том числе во фликкер зоне. На быстродействие в примере не стоит обращать внимание - оно определяется емкостью источника и сопротивлением в обратной связи.


Страшно подумать, во что может вылиться кратность 50. Уж не за 100 ГГц надо переносить, при частоте 2610 МГц?
По схемотехнике современных приборов видно резкое падение соотношения IF и RF (иногда до 5). Не стоит ли задуматься о повышении линейности смесителей (вполне реализуемо IP3 порядка 30-35 дБм) и о подборе частотного плана?


Вопрос был о фильтрации после переноса вверх, с учетом калибровки будем пока считать задачу выполнимой и не затратной. А после ЦАП фильтрация не всегда спасает (спуры кратности), да и без нее можно.

Наоборот, 50 МГц конвертировать на 2610. Я к тому, что при желании можно обойтись без суперЦАПов и всего “такого”, набрав тот же основной диапазон, ну а далее тем же Макаром. А по частотному планированию, кратности и миксерам – да – большой простор для фантазии.

Да, такое решение тоже рассматриваю в развитии концепции замены прямого синтеза косвенным, но уже на следующем этапе.
Стыдно сказать, но за долгие годы паразитирования на интегральных решениях утерял былые навыки работы "на рассыпухе".
Вернуться придётся сами знаете по каким причинам, не только из-за быстродействия и сверхмалых вносимых разного рода шумов.
Подобное решение уже предлагал уважаемый ledum: http://electronix.ru/forum/index.php?showt...23387&st=23
В дискретных решениях пока смущают более низкий порядок фильтра и существенная термозависимость характеристик (даже с учётом ОС).
Поэтому в своём направлении выбрал концепцию от простого к сложному, т.е от интегральных решений к дискретным, как ни абсурдно звучит.
Примерно так: ПЛИС+Интегральная ФАПЧ+ОУ+ГУН=>ПЛИС+Интегральная ФАПЧ+транзисторный фильтр+ГУН=>ПЛИС+Чипсет PFD+транзисторный фильтр+ГУН=>EEPROM+Делители(счётчики) и PFD+транзисторный фильтр+ГУН
Делать самому ГУН пока стрёмно, но возможно тоже придётся, к сожалению ...

Пропустил тему.


В полностью дискретном варианте - да, согласен, надо внимательно следить за температурой. И порядок, разве меньше?

Думается, что меньше, чем в активном фильтре на ОУ если не городить кучу RC-фильтров, что увеличивает задержку.
С LC-фильтрами я пока не рискую связываться при выполнении ТЗ с высокой скоростью перестройки, может зря, не знаю...

Разницы с обычным ОУ нет, а кучка RC - это и есть порядок фильтра, влияет больше на характер взаимодействия. С LC не все так просто - для классических схем (Баттерворт, Чебышев) наблюдается резкий рост ГВЗ ближе к границе полосы пропускания, легко потерять устойчивость, поэтому либо расширяют полосу LC, когда аттенюации интегрирующей цепи достаточно для предотвращения "звона", либо ставят фильтр типа Бесселя с постоянным ГВЗ, но у него не высокая крутизна спада (сравнима с RC), либо (что чаще и бывает) ставят режекторные фильтры на частоту сравнения и гармоники, ГВЗ гуляет в узком диапазоне и там где интегрирующая цепь имеет спад.

Я бы так не сказал, учитывая фильтроподобную характеристику самого ОУ. У усиливающего транзистора же этого нет.
Но вообще по большому счёту Вы правы, можно и "на рассыпухе" нужный порядок обеспечить, если очень сильно захотеть.
Я понимаю, что на уровень спур различного рода утечки и биения влияют куда больше, чем порядок внутрипетлевого фильтра.
Однако, чем ближе характеристики внутрипетлевого фильтра к идеальным, тем лучше профиль выходного спектра.
А в моём случае, коль скоро пытаюсь делать альтернативу генератора гармоник, это оказывается немаловажным.
Меньше всего хотелось бы видеть какой-нибудь горб на дальних отстройках в зоне неучтённого полюса...

В последние годы в журналах "Электросвязь", "Радиотехника", "Труды НИИР" и др. печатались статьи о синтезаторах. Например: "Сравнительный обзор современных методов синтеза частот..." Ю.А. Никитин, Труды НИИР, №2, 2013; "Быстродействие синтезатора с переключаемыми каналами управления и трактами приведения частоты", Н.М. Тихомиров, и др. Радиотехника, № 11, 2014; "Сравнительный обзор срвременных методов синтеза частот. Кольца компенсации и кольца ИФАП." Ю.А. Никитин, Труды НИИР, № 2, 2014, и т.п.
Вполне возможно что-то интересное и найдёте.

А как добраться до статей Ю.А. Никитина в Трудах НИИР? Пробовал – не получается, требуется подписка. Не знаете ли более простого пути для доступа?

Небольшое видео по сапфировым генераторам с КСС.
Можно посмотреть вживую -140 дБ/Гц на 1 кГц отстройки от 10 гиг
http://m.youtube.com/watch?v=Ks-uKLrN_TU

Спасибо за видео.А сравнивали результаты измерений E5052A и более нового E5052B? Есть ли реальная разница в чувстивтельности или скорости обработки кросс-корреляций?
Частоты сапфировых резонаторов как то стабилизированы? Есть ли идеи их привязать по частоте к опоре 10 МГц и не угробить фазовые шумы?

E5052A и E5052B не сравнивали, нам это ни к чему. Для работы вполне хватает Е5052А. А E5052B все равно не превосходит более раннюю модель настолько радикально, чтобы тратить деньги на его покупку.

В видео показаны генераторы, не привязанные к кварцу и без термостатирования.

Что касается привязки сапфира к частоте 10 МГц, то это все уже реализовано и отлажено в проекте нового синтезатора САПСИНТ, замеры сетки грубого шага которого я уже выкладывал. Точнее там сапфир у нас привязан к 100 МГц, которые в свою очередь можно привязать к 10МГц. Совсем не угробить шумы не получится, при нынешнем уровне цифрового железа в синтезе можно сохранить уровень ориентировочно -130@1кГц и -155@10кГц в районе 10 гиг.

Отличные впечатляющие результаты! Спасибо.

Есть ли данные по девиации Аллана для режимов 1) SLCO free-run и 2) SLCO под опорой 100 МГц

Т.е. я, rloc и Dr.Drew оказались правы: Quartz must go on!? А как насчёт косвенных методов привязки (не ФАПЧ), на которые намекал Александр?

В каком смысле? С точки зрения шума даже консервативные цифры, указанные мной, -130@1кГц и -155@10 кГц на 10 ГГц при умножении кварца недостижимы.
А с точки зрения частотной стабилизации спектрально более чистых источников, конечно, кварц никуда не уходит.



Собственно, эти методы и используются. И именно там косвенно используется кварц, который вместе с цифровым железом, подрезает фазовый шум.



SLCO-freen run имеет типовую нестабильность +/-2E-5 на градус. То есть при стабильности температуры в градус болтается в пределах 200 кГц. Если температура меняется на 10 градусов, SLCO ходит 2МГц.
Под опорой 100 МГц он ходит в температуре как эта кварцевая опора. Например, 0.5E-8

Спасибо.

А какие требование по ФШ к опоре 100 МГц чтобы получить на SLCO "ориентировочно -130@1кГц и -155@10кГц в районе 10 гиг" ?

Ничего особенно запредельного. Желательно иметь 100 МГц OCXO примерно с таким шумом:
-130@100 Гц
-150@1 кГц
-165@10 кГц

Но ведь Pascal уже как бы подобрались к этому уровню ФШ, правда пока на 100 МГц.
Правда, сейчас они уже переориентировались на более скромные задачи, чем раньше.
А вот Temex-Rakon немного не дотягивают со своим LNO 2000 B1 каких-то 10-12 дБ.
Но пмсм как раз они и нащупали наиболее эффективную технологию для СВЧ-опоры.
+ Ещё можно вспомнить то, о чём не так давно говорил rloc по поводу ПАВ-фильтров
на кварцевой подложке, и вроде как истина уже совсем где-то рядом.

Вообще, трудно сравнивать такие вещи, не учитывая остальных характеристик,
включая виброчувствительность и термозависимость спектра СВЧ-опоры...

В этой фразе ключевые слова - это "как бы" и "правда пока на 100 МГц".



"каких-то 10-12 дБ" - это порядок вообще-то . Да и 10-12 дБ это же ведь чисто умозрительно, при условии идеального умножения, которого, как знает каждый, кто занимался малошумящими умножителями, не бывает. Так что в реальности, после умножения двухгигового ракона набегут не 10-12, а все 15-17 дБ. То есть два порядка примерно.
Кроме того, цены на раконовские девайсы запредельные, как и сроки поставки. Это говорит о том, что заявленные параметры на двух гигах достигаются лишь с огромным трудом и большой отбраковкой. А для сапфира это как бы начальные параметры. Если задаться сроками, как на раконовские изделия, то на 10 гигах на сапфире с интерферометром можно вытащить и -150 на 1кГц и за -170 на 10 кГц. Правда, без привязки к кварцу.




Вы может упустили, но -130@1кГц и -155@10кГц - это уже БЕЗ термозависимости.
То есть по факту, остается только виброчувствительность. Если порыться в сети, можно найти пару документов, где фазовые шумы сапфировых генераторов тестируется при различных ускорениях
Например, этот
http://www.ep.liu.se/ecp/008/posters/028/ecp00828p.pdf

То есть у сапфира здесь не все так уж печально. Но конкретно к нам это не имеет отношения.
Потому как в нашем случае речь идет о применении SLCO не в бортовой РЛС истребителя, а в измерительном синтезаторе частот лабораторного типа, где устойчивость к вибрации играет куда меньшую роль.

Весьма и весьма неплохо.


Наиболее простой аналоговый способ привязки сапфира (см рис. ниже). Сапфир остается свободно плавающим, а комбинированная частота регулируется изменением частоты кварца (естественно, все стабильности-старения должны быть просчитаны). Но цифровой (OCXO заменяется DDS-ом, подстраиваемым "на лету"), по идее, проще.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла


FYI - вот, результаты умножения одиночного кварца до 1 ГГц. Пики на кривой – помехи от ЧМ-станций. До 10 ГГц удаётся донести где-то -140 дБн/Гц на отстройке 20 кГц. При суммировании четырех кварцев удавалось достать около примерно -144 дБн/Гц и немного подрезать виброчувствительность. Цены вполне умеренные. Это – так, просто информация к размышлению.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла


Попутно вопрос. Кто-нибудь работал с AD9912? Какой уровень спуров (гармоники игнорируем) следует ожидать между 50-115 МГц, если использовать 800 МГц clock?

Спасибо, идею понял. А какой сигнал в этой схеме является гетеродином (т.е сигнал с большим уровнем, кторый управляет смесителем)? Или с точки зрения фазовых шумов эта схема симметрична относительно уровней сигналов? Какой уровень подавленной боковой и сапфирового генератора пролазит через фильтр в реальной конструкции?

Спасибо за информацию, сейчас начал делать крутые СВЧ-опоры для наших разработок - такой уровень шумов меня вполне устраивает.
Лейкосапфир мне, разумеется не подходит в любом виде по понятным причинам. Очень заинтересовали СВЧ-опоры Rakon от 1 до 2 ГГц.
В ближайшем времени хочу вписаться в аналогичную НИОКР по импортозамещению. Срок реализации производителей 2016-2018 годы.
То есть комплектующие для НИОКР появятся очень нескоро. Пока думаю выполнить на импортной комплектации, а там - посмотрим...

Превосходно! Можно уточнить порядок цен на OCXO? Слежу за уровнем.
FYI - "For Your Information" в данном контексте?


Чуть лучше 80 дБ, может 85 дБ, с учетом ранее проведенных экспериментов и разнице в тактовых/выходных частотах.

Тоже очень и очень неплохо) Люблю конкретные графики. Но у меня вопрос (риторический). Если были получены результаты примерно "-140дБн/Гц на остройке 20кГц"@10 ГГц (что, так, для справки, примерно на 10дБ лучше N5193A), то почему графика-то нет)? Покажите, пж-та



Только брать надо нижнюю боковую полосу. То есть не 10,1 ГГц, а 9,9ГГц.

$300 с копейками.


Да, стандартное сокращение, типа NLT – not later than и т.д.


Что было под рукой - я сейчас сам не меряю, показали мне картинку на экране . Вот, кстати, шумы на 4 ГГц:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Ну и далее умножаем. Сыро ещё пока.


Я о самом принципе. А чем нижняя лучше?

Ещё вопрос. Чем лучше регулировать амплитуду (плавно - для ALC), чтобы шумы не загрубить?

Мдя не плохо. На чем это вы. Мне как то московский тов КТН подарил свою книженку по ФАПЧ `м с дарственной надписью. Жалко, за последние более чем 25 лет затерялась и фамилию не припомню. Но в профессии ведь там не так много народу.

Это очень хороший результат. Но боюсь, лучше и не получить. И еще закрадываются смутные сомнения (заранее прошу прощения, если не прав): умножение ли это? Рост шумов 9-10дБ относительно предыдущего графика 1 ГГц. Вам удалось обмануть 20logN?

Если у вас есть VCXO который отслеживает сапфировые флуктуации, то при выборе верхней боковой вы получите удвоенные флуктуации.

Это хороший вопрос. Но наверное, не VVA от Avago, ну Вы поняли о чем я.

С трудом в это верится.


Если на картинке показано умножение одного генератора, то его характеристики не самые рядовые -137 дБн/Гц на 100 Гц и -182 дБн/Гц на частототах > 100 кГц, со всеми вытекающими - отбором, постфильтрацией (на том же резонаторе или ПАВ на монокристалле), тестированием на старение, термостатированием всего и вся. По моим сведениям, диапазон цен колеблется от 800 до 1800 долларов. Нет, не стали бы так закладываться )) Т.е. на картинке - результат сложения N генераторов, или стоп, N резонаторов? Последний вариант мне нравится больше. В сумме Nx300 долларов?


В нашей теме бог знает что можно подумать, например NLTL )


Тоже не уловил преимуществ нижней полосы.

Я понимаю . Когда-то наши южнокорейские репы возили нас по Корее, общались на разные темы. Они не могли понять почему их машины (Hundai), собираемые в Корее, стоят в два раз дороже в Корее, чем те же машины, экспортированные в США .


Наверное, я забегаю впереди паровоза. Давайте чуть подождём пока оно устаканется. Мои комментарии к тому, что старый добрый кварц ещё можно поджать хорошенько, было бы желание. И петлю к 10 МГц, вроде, удается подтащить.


Это не сложно сделать (сложение некоррелированных источников), но получается дороже и цена растет очень быстро (удвоение на каждые 3 дБ). Хотя, всё относительно.


Собственно в этом и вопрос. Жалко растерять по дороге с таким трудом набранные дБ. Есть ли какие предложения на сей счёт?

Появилось ещё несколько вопросов:
1. Использование балансного смесителя в качестве фазового детектора. Какие тут могут быть подводные камни?
2. Как проще регулировать параметры петли при использовании смесителя в качестве фаз. детектора?
3. Чем регулировать амплитуду сигнала (аттенюатор-? VGA-?), чтобы сохранить фаз. шумы порядка -140 дБн/Гц на 10 ГГц и -160 дБн/Гц на 1 ГГц, отстройка 10 кГц?
4. Нужно ли пытаться сохранять фаз. шум при применении ЧМ?

В качестве бредовой версии, попробую вернуть Вам трансформированную мной вашу идею использования в качестве регулятора мощности перестраиваемого фильтра на склоне его характеристики. Правда, Вы раньше предлагали использовать склон для организации следящей фильтрации сигнала, но от этого идея не стала менее оригинальной...

...Попался на глаза ещё один синтезатор, похожий на QuickSyn: UNO-10M-RF - RF Synthesizer
Время перестройки не указано, как я понял, потому, что оно варьируется в зависимости от диапазона перестройки. Уровень спур слишком высокий - -60dBc.

1. Хорош, когда нет под рукой программиста.
Тот блок, который появился на страницах MWJ в Вашей статье раньше строился исключительно на аналоговой ФАПЧ. Сейчас при сравнимых шумах мы имеем потребление в четыре раза ниже. Известные камни: стабильность схватывания после включения питания и восстановления захвата, зависимость крутизны дискриминатора от мощности сигналов (пляска петли в температуре).
Есть там и внутрипетлевой источник шума похожий на цифровой ЧФД - это интегратор. Фишка в том, что уровень шума от него пропорционален квадрату отношения крутизны ГУН к ширине петли. Ну и как тут оптимизировать шумы после этого? Есть материал, наработанный мной, по этому поводу. Попозже пришлю.
2. Коммутировать резисторы в обвязке ОУ, отвечающие за усиление или рулить мощностью на сигнальном входе. В последнем случае - без фанатизма, естественно.
4. В ЛЧМ радарах фазовый шум определяет возможность наблюдения малозаметных целей на фоне местных отражений. Но там цифрой обычно все делается и затачивается под это дело. В простой аналоговой модуляции, не знаю, есть ли смысл.

А 4 ГГц чем получали? Сами множили купленные 100 МГц или купили готовый, например, 1 ГГц и умножили на 4?

Смущает крутизна наклона (если не вводить обратную связь).


Планируется поставить лимитер, а далее регулировать амплитуду уже прямоeгольного сигнала на входе миксера. Пойдёт?


Буду признателен, если вышлите на achenakin@hotmail.com


Это как?


1 ГГц с сотки, а далее суммирование по разным вариантам. Пока ещё не определились окончательно.

Так там ведь ОС по определению потребуется, причём она в плане реализации особой сложности кмк не представляет.

Вот так навскидку мне приходит идея следующего плана. Сделать два режима регулировки уровня: low phase noise и maximum amplitude accuracy.
В первый забабахиваете 4422K + модельку с шагом 1дБ и имеете табличную регулировку.
Во второй забабахиваете VVA и имеете ограничение на уровне -120дБ/Гц

P.S. Сделайте в новом генераторе нормальную аналоговую модуляцию. Потому как сейчас у Anritsu опциональная аналоговая модуляция (особенно ЧМ) это со стороны пользователя - деньги, выброшенные на ветер (особенно если есть возможность сравнения с PSG).