Раз уж зарулил в эту ветку, думаю:"Дай посмотрю новости о синтезаторе QuickSyn".

Погуглил и поймал нечто инородное: http://en.freedownloadmanager.org/Windows-PC/QuickSyn.html

Мало того, что книгу слямзили, так теперь ещё и брэнд прихватизировали: QuickSyn^TM by GeoTools^TM

Правда годы какие-то далёкие указаны: 1996-2011

Ну это я так, для прикола или подкола

Все же какие-то непонятки с ADF4002 присутствуют - пытался сегодня кое-что по этой части прояснить, но в итоге возникло еще больше вопросов . С одной стороны нынешний вариант (пока правда в без DDSном виде - собрал макет для проверки идеи описанной выше, но DDS по идее картину по шумам не должен сильно испортить) вполне удовлетворяет моим требованиям, с другой хотелось бы разобраться, что именно там происходит, но боюсь с моими приборами это будет мучительно долгий процесс...наверное пока оставлю так, как есть.

Может у кого-нибудь возникнет мысль, в чем может быть причина того, что я наблюдаю.

1й момент - померял сегодня отдельно шумы ГУНа, откорректировал модель в ADSimPLL - выглядит картина достаточно странно. Если верить ADSimPLL, то получается, что основной шум я должен нахватать где-нибудь в цепи ГУН - смеситель (с подставкой из КГ 60МГц, умноженного на три) - ФНЧ - RF вход. Притом шума я должен набрать очень прилично - при исходном "шумовом полу" КГ на частоте 60МГц -160..165дБн/Гц я его должен был угробить до -130дБн/Гц - как-то не верится (тем более там даже умножителя отдельного нет - слегка отфильтровал третью гармонику генератора на логике). Но даже если предположить, что я в этом месте сделал схему настолько криво, то изменение частоты сравнения с 6.6666МГц до 20МГц согласно ADSimPLL не должно практически никак влиять на шум синтезатора, однако в реальности это выглядит так:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

2й момент - два спектра один снят с классической схемой RF входа, второй с трансформатором 1:3 (по напряжению) на RF входе:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

3й момент - если предположить, что я упираюсь в шум ЧФД (который по неведомой причине больше, чем должен быть), то изменение тока charge pump с 8.5мА до 3мА должно увеличить шумы ЧФД почти на 10дБ (согласно ADSimPLL), но в реальности шум лишь немного возрастает:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Получается, чтобы я не делал я упираюсь в шум связанный по всему именно с ADF4002. При этом ограничение происходит на неприлично высоком уровне где-то -130дБн/Гц (возможно немного меньше, шум приведенный к частоте сравнения 20МГц), а ADSimPLL рисует красивые картинки, где шум м/сх на 6..9дБ меньше. Интересно, что когда я экспериментировал перед этим с другой макеткой и ADFкой у которой не получалось получить указанное в датащите чутье по RF входу, я опускался до расчетных значений при подаче на RF вход ограниченного и значительно большего сигнала, чем положено по датащиту.

У кого-нибудь есть мысли по этому поводу? Я уж подумал может плату настолько криво развел, так вроде не должен ?

В какую сторону трасформация?


На шум делителя похоже, возможно его входной части. Крутизной фронтов и амплитудой бороться с этим, но без Шмитта, усиление-ограничение, на lvc можно попробовать (в режиме усиления).

Спасибо за ответ!


Чтобы на входе ADFки было бОльшее напряжение. Т.е. 50Ом к фильтру, 450Ом к ADFке (нагрузка со стороны ADFки 820Ом, что с учетом резистора внутри дает 440Ом общее сопротивление).


Да, в прошлый раз я усиливал сигнал небуферизированной логикой NL27WZU04, по всему получается, что помогало, но при этом и уровень сигнала на входе приходилось поднимать выше максимальных значений по датащиту. Не знаю стоит ли так делать - по шумам нынешнее решение в общем-то мне подходит.

Для чистоты эксперимента попробовать бы свой делитель. В какой-то из ПЛЛ встречал подвох, когда шумы делителя были больше. Не помню, в ADIsim можно поменять параметры микросхемы?

В принципе можно сделать, но чистого эксперимента не выйдет всеравно, т.к. вместе с делителем мы и формирователь заменим, а мне кажется, что именно в формирователе там дело. Мне проще будет добавить усилитель-ограничитель на той же NL27WZU04 перед RF входом и посмотреть, что получится с более крутыми фронтами...


Нет, по крайней мере я не знаю как.

Входная часть ADF4002 достаточно простая, разделительных емкостей нет. Тогда почему на низких частотах резко падает чувствительность? Остается счетчик. Нет уверенности и в том, что его выход стробируется.

Встретилась интересная переписка на форуме аналога:
https://ez.analog.com/message/130604

У автора топика возникла проблема с отсутствием захвата в связи с насыщением входного буфера при положительном пике входного сигнала более 1.9 B по RF входу. И этот эффект он заметил благодаря тому, что делители были установлены в 1 и достаточно было наблюдать входную часть через MUXOUT. С "сюрпризом" микросхема, и как Александр находил выход из положения?

Да, переписка еще интересна и тем, что у ADFок, которые не хотели нормально работать смещение на RF входе было прилично больше , чем 1.6В, указанные в датащите (вот та тема http://electronix.ru/forum/index.php?showt...t&p=1431043 ). Надо будет померять, сколько у этой ADFки смещение.

rloc спасибо за наводку на форум, как-то я позабыл, про него Нашел 1:1 свою проблему, даже цифры примерно такие же https://ez.analog.com/message/36838#comment-36838 , о, так это вопрос был у Dr.Drew , интересно, чем закончилась история?

Ура! Похоже я победил ее Добавил перед RF входом усилитель-ограничитель на двух лог. элементах, а потом аттенюатор (чтобы не спалить вход).

Поскольку метод "прямого замера" на низкой частоте исчерпал свои возможности (в связи с понижением шумов до расчетных), то измерения проведены на частоте 10МГц по методу ФАПЧ. Вот шумы (я тут с цветом надписей ошибся, верхняя кривая соответствует N=3, R=30, частота сравнения 6.6666МГц, нижняя N=1, R=10, частота сравнения 20МГц)):
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Кстати метод измерения ФАПЧем тоже "на грани", вот шумы измерителя в сравнении с шумами синтезатора (а ведь еще есть шумы опорного КГ, которые всего на 4..10дБ лучше полученных цифр):
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Теперь все +- соответствует ADSimPLL. Спасибо всем, кто подсказывал! Пора добавлять DDS, ну и "нетрадиционная" схема пока оправдывает ожидания, посмотрим что будет после добавления ДДСа...

Самый правильный путь: чуть усилили - ограничили - чуть усилили - ограничили. Потери в шумах минимальны.

По входу ADF смещение меняли? Старые ADF реабилитированы по чувствительности? И для меня не очень понятно, нужен ли принципиально балун по входу? Важна ли трансформация сопротивления или она косвенно увеличивала скорость нарастания?

У меня по всему не самый правильный путь, но ведь и далеко не рекордные требования по шумам. Тем более, что я сознательно пошел на упрощение/удешевление конструкции допуская некоторые потери в параметрах.


нет, сейчас вход сделан по классике - два конденсатора и 51Ом резистор, только подается на этот вход почти меандр и с уровнем почти равным (а может и чуть бОльшим) порогу открывания диодов на RF входе.


Не могу однозначно ответить на этот вопрос (думаю 90%, что реабилитированы ). Более глубокое "копание" позволило получить подобный эффект и на новой ADFке Там проблема связана не только с самим N-делителем. К сожалению старые м/сх я не протестировал на предмет работы N-делителя при отключенном REF входе, а ситуацию, когда возникают сбои в работе N-делителя удается воссоздать именно когда имеется сигнал на REF входе. Могу сказать одно, что когда на REF входе нет сигнала N-делитель в новых ADFках действительно работает от синуса с мощностью немного больше -20дБм даже на низкой частоте (все как в датащите). А вот при подаче сигнала на REF вход и малом уровне сигнала на RF входе начинаются чудеса...


Балун по входу был очень полезен при маленьком сигнале, после добавления усилителя-ограничителя стало хорошо работать и без него. Трансформация сопротивлений увеличивала скорость нарастания, но я обратил внимание на еще один нюанс - при большом сопротивлении по RF входу ADFки происходит какая-то наводка или внутренний пролаз из REF канала в цепи по входу RF даже при дифференциальном входе. Что иногда приводит к сбоям в работе N делителя (при некоторых комбинациях частот на REF/RF входах). Возможно это последствия двухслойной платы, а может так и должно быть - как я уже писал, дифференциальный вход эту проблему минимизирует, усилитель-ограничитель с низкоомной нагрузкой на RF входе (=увеличение мощности сигнала на RF входе) по всему решает полностью.

Я как раз о том, что все красиво сделано. Возвращаясь из темы по кварцевым генераторам, полевые транзисторы обладают лучшим сочетанием Pmax - Kус - Кш по сравнению с биполярными транзисторами, усиление-ограничение получается проще, сложнее ошибиться.


Мало что прояснилось, и для полноты картины надо повторять референс дизайн ПП с хорошим низкоомным питанием по ВЧ. Подозреваю, проблемы могут иметь тот же характер, что и в ADF4350/51 - отодвинул на 1 мм конденсатор по питанию или поставил 0603 вместо 0402, сразу нарушается ЭМС внутри кристалла, работает через раз или не во всех режимах.

У меня к-ры 0805 стоят по питанию (0.1мкФ и 120пФ), постарался сделать максимально близко к м/сх насколько позволяет моя технология изготовления плат (в UG-108 они даже немного дальше, чем у меня, правда там помнится 0603 и плата в четыре слоя). Сейчас собираюсь рисовать финальный вариант платы с DDSом и подумываю стоит ли менять топологию в районе ADFки, конденсаторы наверное таки поставлю 0603 вместо 0805.

Предлагаю глянуть в схемотехнику того же IC7800 - по RF входу примененного там ADF4xxx стоит ФВЧ третьего порядка. Уменьшает наводку на ГУН сигнала со входа Ref.

У меня на REF и на RF входах в финальном варианте сигналы с одинаковой частотой будут (ну или почти одинаковой). Так что это не пойдет.

Да, я помню... ГУН-подставка-ФАПЧ. Я не следил за всей темой - но мне кажется что возникновение таких проблем это сигнал к переходу на "обычный" вариант с УКВ ГУН, ФАПЧ от DDS (с фильтром) и делителем на ADF4002+триггер. Макетировалось такое?

В смысле обычный гибридный синтезатор (DDS driven PLL)? Он пролетит по шумам и по спурам DDS, которые пролезут в фильтр, и будет скорее всего более сложным, либо еще сильнее пролетит по параметрам. По итогам в сравнении с нынешним вариантом проигрыш будет просто огромным (фактически я получу +- параметры своего старого синтезатора).

Делитель на ADFке не даст четные Кд с нужной формой сигнала и придется залазить вверх по частоте в итоге потеряю простоту/дешевизну (сама ADFка в качестве делителя без дополнительных мер, кстати, весьма шумная). Выходной делитель у меня это отдельная тема, которая на сегодняшний день весьма успешно решена (итог шумы на выходе под -160дБн/Гц, возможность получения меандра при нечетных Кд, работоспособность до 270МГц).

Если честно не вижу сигналов к переходу куда-либо - сейчас шумы вышли даже лучше, чем планировалось, а схема намного дешевле первоначального варианта, очень намного (фактически я убрал почти все дорогие/дефицитные компоненты - на плате стоит дешевый ширпотреб в удобнопаяемых корпусах - это я так сказать в ногу со временем чуток подкорректировал направление развития проекта).

Идеально было бы просто заменить ADF4002 на что-то с дробным Кд (типа HMC70x), тогда DDS можно было бы выкинуть и шумы еще лучше сделать (последнее правда уже лишено всякого практического смысла в рамках нынешнего проекта). Но HMC нынче шибко дорогая, в неудобном корпусе и боюсь там проблем по части платы вылезет еще больше, потому будет AD9951 для мелкого шага, а там посмотрю что выйдет.

Yt Некоторые делают фильтры на пару-тройку килогерц (K-3) в гибридной схеме и вроде всё хорошо. Уж со спурами точно.

Раздумывая о введении ДДСа в синтезатор задумался о спецификациях приводимых в датащитах. Вот например AD9951, указано, что NBSFDR в полосе +-1МГц при 400МГц тактовой и 80МГц на выходе будет лучше -85дБн.

Вопрос - как правильно эту цифру понимать - померяли когда DDS работает просто как делитель на пять (400МГц/5 = 80МГц)? Цифра справедлива для любой частоты в районе 80МГц - т.е. для 90МГц или 80.1МГц или 80.001МГц? Тогда будет ли улучшена эта цифра если обойти "плохие частоты" (когда выходная частота около субгармоники тактовой)?

Хотелось бы прикинуть на что можно рассчитывать если "коэффициент деления" AD9951 будет от 6 до 12, тактовая в два раза меньше максимальной, "плохие частоты" я обойду, а потом профильтрую ФАПЧем с полосой около 300кГц? Как я понимаю датащит, я могу рассчитывать на -85дБн, возможно с некоторым небольшим запасом?

Ещё как один способ улучшения качества сигнала - понизить тактовую (если архитектура позволяет). ЦАП будет работать лучше. Я думаю, эти ответы (тенденции изменения параметров в зависимости от тактовой) надо в документации на TxDAC разные смотреть.

Практика говорит об обратном, чем больше, тем лучше. И по шумам и по спурам. Особенно наглядно для кратных частот.

А с шумами? У меня сейчас шум синтезатора (в полосе ФАПЧ), приведенный к выходной частоте 20МГц около -156дБн/Гц@10кГц и -149дБн/Гц@1кГц - К3 со старым синтезатором очень далеко, да и с новым не дотягивает. ДДС не должен сильно ухудшить картину. Гибридный синтезатор рассматривался с самого начала (еще очень давно), но это тупиковый путь при установленных мной целях. Шумы ФД не дадут реализовать хорошие шумовые параметры в таком синтезаторе, даже если забраться очень высоко по частоте ГУНа (за 1ГГц).

Если будет проблема со спурами, то есть один вариант, который позволит уменьшить спуры ДДС дополнительно на 15..30дБ, но пока я бы хотел обойтись без лишнего усложнения. Если ПСС будут лучше -100дБн с небольшим кол-вом палок такого уровня я буду счастлив.

Кстати про спуры в К3 - а то, что пролезло в КФ, что никого не парит? Ведь в CW 3кГц это весьма приличная полоса, чтобы набрать мусора в каком-нить большом тесте типа WW/WPX, разве что тщательно выбирать "чистый" участок частот DDS (но с тем DDSом, что в К3, да еще умноженным ФАПЧем возможно ли такое? Разве что шум DDS/петли все замаскирует)...


У меня тактовая и так получается в два раза меньше максимальной, но это сделано для упрощения конструкции - если бы стояла цель достичь максимальных параметров, то я бы забирался повыше наоборот, как rloc уже написал:


Все кратные частоты я обхожу.

Говорят на спуры положительно влияет некоторое ограничение максимального тока ЦАП - с этим можно будет поэкспериментировать, тем более перед ADFкой всеравно придется уровень "разгонять" усилителем-ограничителем. Единственный нюанс шум ДДС полезет вверх, но там у меня есть небольшой запас

Специально посмотрел в даташит первого попавшегося TxDAC AD9744.

Тенденция улучшения сигнала при снижении тактовой есть.
А с уменьшением мощности ЦАП (IOUTFS) и влиянием на этого Signal-to-Noise Ratio - интересно. На низких тактовых частотах и на высоких эффект противоположный.

зы: надеюсь, мои отсылки к TxDAC не удивляют? AD сами про вопросам согласования выхода DDS отправляют читать мануалы на TxDAC.

Минус 3 дБ от максимума. Ниже уже разницы нет. На 9912 тестировал.

Нашел только график SNR от тактовой. От 120 МГц до 210 МГц SNR не меняется - это означает, что интегральная мощность шума также не меняется, но с учетом того, что полоса Найквиста растет (пределы интегрирования от 0 до Fдискр/2), спектральная плотность мощности шума падает. Выигрыш начинается там, где падение SNR становится меньше 3 дБ на октаву.

Там есть рисунок 5, на котором графики SFDR от fout для разных тактовых частот. Там хорошо видно, что на 210MSPS идет явный проигрыш в низкочастотной области - возможно Геннадий имел ввиду эту картинку. Но там же видно, что выше 20МГц разницы уже практически нет.

Если рассматривать мой случай, когда фиксирована не выходная частота, а отношение fclk/fout, то возможно на меньшей тактовой спуры и действительно выйдут немного меньше. Особенно если учесть двухслойную плату и примитивную технологию ее изготовления с некоторыми существенными ограничениями.


Спасибо! Попробую-поэкспериментирую когда сделаю полный вариант синтезатора (вместе с ДДСом).

Как из уровня SFDR понять, максимум определяется гармониками или ПСС? В полосе частот 0-100 МГц будет меньше спуров при тактовой 400 МГц или 2500 МГц ? На том основании, что наибольший уровень имеют комбинационные составляющие в фиксированной полосе, уровень ПСС будет там меньше, где больше отношение Fclk/Fout, как было сказано. Соотношения, как для смесителя.

Я просто сделал предположение о чем говорил Геннадий. Как по мне, то оценивать какие-либо зависимости уровней ПСС по данным на TxDAC рассуждая о DDSе наверное само по себе уже не правильно. Ведь кроме спуров от ЦАПа у DDS будут еще и свои собственные.


Это понятно и вопросов не вызывает. Но у меня ситуация несколько иная - применительно к моему случаю вопрос звучит так: как изменится уровень негармонических ПСС при изменении Fclk и постоянном соотношении Fclk/Fout? Например, уменьшили Fclk c 400МГц на 200МГц, соотношение осталось таким же как и было, скажем 6.5. Я предполагаю, что уровень ПСС во втором случае должен быть не выше, чем в первом.

Шаманъ, при постоянном соотношении Fclk/Fout те паразитные сигналы, что определяются математикой, останутся без измсенений. Уменьшение Fclk (и увеличение выходного тока) уменьшит те, что возникают на неидеальностях ЦАП. Я это имел в виду.

+1
Даже больше, без привязки к конкретным DDS, архитектуре синтезатора и частотному плану спор теряет смысл.
А если брать за основу TxDAC, до надо сразу определиться, какие методы снижения спуров будут применены.

Это понятно.

Уменьшение Fclk возможно, про ток, наверное Вы имели ввиду уменьшение (на это и в датащите есть намек). Возможно уменьшение Fclk уменьшит проникновение мусора из цифровой части. Ладно, проверить так ли это достоверно мне всеравно не удастся.

Еще один вопрос, на этот раз выходному фильтру ДДСа - кто-нибудь проверял влияние фильтра на выходе ДДСа на уровень спуров? Конкретизирую вопрос:
1. Обычный ФНЧ vs. "неотражающий" фильтр? По идее во втором случае должно быть лучше, но есть ли эффект в реальности?
2. Обычный ФНЧ vs. узкополосный (относительно) полосовой фильтр? Например, меня интересует диапазон частот только от 16 до 33МГц.

Определенное влияние есть, в какой степени предстоит еще исследовать. По всем признакам, основным источником самых "злобных" спуров являются глитчи в момент переключения. Найду как-нибудь время и съезжу в лабораторию Кисайта, чтобы посмотреть на выход ЦАП вооруженным стробоскопическим взглядом. Спектроанализатор не дает реального представления о физических процессах. Из этого следует:


С импульсными процессами желательно работать максимально безотражательно, также как с ДНЗ. Один из примеров - эвалбоард на LTC2000A - использовали аттенюатор по выходу. Но мне кажется это немного избыточным решением, лишней перестраховкой. Более оптимально - безотражательный ФНЧ + усилитель (рядом с выходом), и потом уже спокойно фильтровать узкополосным фильтром. Как ранее и говорил, выход ЦАП аналогичен смесителю, поэтому рекомендации взаимозаменяемы.

Вспомнил один интересный пример, о важности согласования выхода ЦАП с точки зрения спур:

Understanding and designing wideband output networks for high speed D/A converters

В примере использованы 3 варианта согласования, с 3-мя различными балунами. По симметрии амплитуды и фазы все варианты примерно одинаковы, основное отличие в том, что во 2-ом варианте возвратные потери в рабочей полосе составляют около -13 дБ, против -20...-30 дБ для 1-го и 3-го вариантов, что сказалось на падении SFDR на 10-15 дБ (рис. 4). Формально согласования хватает только в рабочей полосе частот, но балуны использованы широкополосные и не на 100% отражают алиесные частоты и комбинационные составляющие (нагрузкой, полагаю, является прибор с согласованным входом в широкой полосе).

Это из чего следует? или это результаты ваших расчетов?

Цифры взяты из параметров S11/S22 соответвующих балунов. С учетом реального выходного сопротивления ЦАП и нагрузки, цифры будут немного другие, но не сильно больше или меньше. Выходное сопротивление ЦАП, особенно на низких частотах, в той схеме определяется резисторами R3=R4=50 Ом, и дополнительные резисторы R1=R2=100 Ом, не сильно меняют эту величину. Но согласен, мои выводы немного преждевременны, с точки зрения ЦАП бОльшее значение играет соотношение активной к реактивной составляющей нагрузки. Впрочем, результаты моделирования показывают, что во втором случае реактивная составляющая дает наибольший вклад.

Мне пример мало что прояснил (кроме того, что согласование влияет на SFDR ). Сейчас задумался о фильтре - в зависимости от топологии у нас может быть три варианта поведения фильтра за полосой:
1. |Z| около 50Ом - безотражательные фильтры.
2. |Z|<<50Ом
3. |Z|>>50Ом

Первый случай особенный - оставим его пока. Чаще всего (точнее везде) вижу ФНЧ на выходе DDSов построенные по топологии при которой выходит второй случай. И тут возникает вопрос: какой вариант лучше - второй или третий? С точки зрения согласования (если учесть наличие резисторов параллельных выходам ЦАПа) третий вариант даст меньшее рассогласование за полосой, но повлияет ли это положительно на SFDR (тут у меня есть два предположения - согласно первому SFDR уменьшится, согласно второму - увеличится )?

Попутно еще один вопрос - а насколько хороший должен быть фильтр (в плане подавления за полосой) на выходе ДДСа, если сигнал с выхода фильтра идет на усилитель ограничитель и потом на ФД петли ФАПЧ? С одной стороны ФАПЧ это узкополосный ПФ по отношению к опорному сигналу, а с другой неотфильтрованные палки в спектре ДДСа после прохождения усилителя ограничителя дадут ИМД продукты, которые могут попасть в полосу ФАПЧ. Но если со смесителем куда попадут палки можно просчитать, то с ДДСом похоже все будет малопредсказуемо.

Ах, как удачно у меня оказались под рукой 4,7 В BZX84J. При токе 30 мА нулевой ТКН и напряжение ровно 5 В. Запитал стабилитрончик от ADP7104ACPZ-9.0 и буферизовал его повторителем на ADA4897-1ARJZ. Дал нагрузку в 20 мА и получил такие шумы.
Подавление шумов источника у стабилитрона где-то 20 дБ. Встроенный источник E5052B имеет характерную полку между 1 и 10 Гц уровнем 1 мкВ/Гц. Когда давал с него напряжение видел те же яйца уровнем уже 100 нВ/Гц. У ADP7104 полки нет, но на 1 Гц шумит почти 1 мкВ, так что есть основания полагать, что шумы продавливаемы.

Класс Я сам всё время ловил себя на мысли, что вся эта "супермалошумящая" лабуда, включая HMC1060, слишком сильно шумит, особенно в этой части спектра.

Туда мало, кто смотрит. Ну извращенцы, типа меня, иногда...

Между стабилитроном и повторителем на ADA я так понимаю есть ФНЧ? Как-то не верится, что у стабилитрона такие шумы...

Параллельно стабилитрону ставил разные танталы. Последний раз это был 470 мкФ, а первая картинка 68 мкФ. В принципе, можно вообще без емкости. Так это выглядит. Никаких ФНЧ нет. И опер поменял на ADA4898-2, так как 4897 +12 В питания не вывезет. Минус питания у опера всегда на земле.

Хороший стабилитрон - я ожидал бОльшего шума.

Тем временем сваял я синтезатор. По шумам все более, чем хорошо, а вот с палками какая-то непонятная проблема. В тем местах, где общий коэффициент деления ДДС*делитель в ADF4002 близок к целому числу возникают в спектре палки не совсем понятного происхождения.

Например, частота 198000.5кГц - вижу на выходе палки +-5кГц с неприлично большим уровнем (где-то -60дБн). По всему такое может быть, если на выход каким-то образом попадает 11я гармоника резностной частоты ГУНа и опорного генератора (180МГц). Только как она пролазит непонятно. Пока обнаружил только, что перемещение конденсатора петлевого фильтра поближе к ADFке уменьшает уровень этих палок на 15дБ.

Эх, надеялся, что делители в ADFке решат проблему плохих частот ДДСки, а плохие частоты оказались не только у ДДСки . Какая засада однако ...

Смеситель не очень линейный.

Нет, на смеситель не похоже. Хотя есть две составляющие 19го и 23го порядков дающие такое расположение палок - 10*Fог-9*Fгун и 11*Fгун-12*Fог, но как-то не верится, что составляющие такого порядка могут быть с таким уровнем, да и провел я эксперимент, который показывает, что дело не в смесителе:

Подал с Г4-164 на смеситель сигнал 180МГц (вместо кварцевого опорного генератора), таким образом у меня появилась возможность изменять амплитуду опоры, ну и форма более "правильная" (гармоник поменьше, чем у генератора на логике). Результат - уровень палок не меняется при изменении уровня опоры почти на 25дБ, потом есть узкое "окошко" около 0.5дБ где уровень палок резко падает почти на 20дБ, при дальнейшем уменьшении опять рост и далее захват в петле пропадает. Также обнаружил, что касание выхода усилителя-ограничителя (который усиливает сигнал после смесителя) приводит к росту палок более, чем на 10дБ.

В связи с этим у меня возникло подозрение, что проблема связана с сигналом на выходе усилителя-ограничителя - там у меня меандр 3.3В (затем сигнал подается на REF вход ADF4002) - или наводка идет на другие цепи (вопрос на какие? Как-то не верится, что 11я гармоника может пролазить прямо на выход синтезатора с уровнем -55дБн), или может ADFке не нравится такой размах напряжения на входе? Косвенно это подтверждал факт падения уровня палок при уменьшении входного сигнала (то "узкое окошко" когда усилитель ограничитель работает в линейном режиме и уровень на выходе падает, а сигнал становится ближе к синусоидальному. Но потом я провел другой эксперимент - отключил усилитель-ограничитель совсем и ... получил палки еще выше - я в тупике.

Как-то сложно получается. Вы же сами писали про 11-ю гармонику: 11*(Fгун - Fог). Эта гармоника ПЧ на смесителе переносится в полосу сигнала, фильтра ФАПЧ. Классическая проблема смесителей при ап- и даун-конверсии, когда кратность между ПЧ и ВЧ не очень велика. "Не очень" - все относительно. Я так понял, Вы использовали ADE-1+ ? Порядок ПСС всегда можно оценить по скорости смещения при изменении входных частот.


Я понял, на LO подается сигнал с ГУН, а на RF - с кварцевого генератора? Почему не наоборот, сигнал с ГК ведь можно получить чище?

Ну результат во всех случаях одинаковый выходит (см. ниже).


В данном случае около 10, на других частотах может доходить до 6.


Да


Я таким образом и вычислил "проблему" - убегает палка в десять раз быстрее отстройки от "кратной частоты" (от 198МГц).
Например, если частота ГУНа 198.001МГц, то после смесителя будет 18.001МГц. 10*Fог-9*Fгун = 17.991МГц, 11*Fгун-12*Fог=18.011МГц, 11я гармоника от ПЧ если попадет на вход смесителя даст на выходе 18.001МГц*11-180МГц = 18.011МГц. Все варианты будут выглядеть, как палки +-10кГц от несущей, что и наблюдается на данной частоте. Наверное есть смысл поискать эту палку на большой отстройке и посмотреть как она себя поведет когда окажется за полосой ФАПЧ.

В моем понимании, если бы это был смеситель, то при уменьшении уровня сигнала я бы наблюдал уменьшение уровня палок, но в реальное такого не наблюдаю.


Да, на LO идет с ГУНа сигнал, а на IF c опорного генератора, с RF снимается ПЧ. Сделано так, чтобы не добавлять усилителя в тракт опорного генератора - сейчас с генератора на логике отфильтровывается третья гармоника LC-фильтром и сразу через 6дБ аттенюатор подается на смеситель.

P.S. Может тему отдельную создать, наверное мои проблемы далеко не всем интересны? Или здесь продолжить?

Померял на большой отстройке - уровень палки точно повторяет х-ку петлевого фильтра.

Да, согласен, говорим об одном и том же. Мне кажется важно понимать, что сами гармоники LO, RF или IF могут находиться за полосой, низкого уровня, но это не говорит о том, что комбинационные составлящие должны отталкиваться от этих уровней.


Загадка. Смеситель с IP3=15 Дб - потенциальный источник спур, где "выстрелит", никогда не угадаешь.

И всетаки у меня ощущение, что дело не в смесителе. Утром немного поэкспериментировал - если дотрагиваюсь пальцем до платы в месте где расположен ФНЧ (который стоит после смесителя) и правильно подбираю положение пальца (ориентируясь по анализатору) , то уровень этих палок резко падает аж до -100..-110дБн. Как-то у меня не складывается картина как такое может быть, если эта палка это комбинационный продукт образующийся в смесителе. У меня идея только одна - имеется проблема с топологией ПП или экранированием?..

По смесителю было общее пожелание. В частном случае согласен, проблема ЭМС, причем по характеру и механизму влияния полностью аналогична IBS в дробных ФАПЧ: пролазы по питанию, управлению, напрямую. Если нет возможности сделать многослойную ПП, то почему бы не перейти на плату толщиной ~0.2 мм, в ущерб жесткости?